좋은 질문이지만 설명이 필요한 여러 가지 사항을 다루었습니다. 이 작업을 올바르게하려면 원하는만큼 대답이 간단하지 않습니다. 여러 가지 문제가 있습니다.
일반적으로 전력은 오늘날 PWM에 의해 변조됩니다. PWM은 펄스 폭 변조 (pulse width modulation)를 나타내며 , 풀 온 (full on)과 풀 오프 (full off)를 슬래 밍하는 사이를 빠르게 번갈아 가며 나타냅니다. 이 작업을 충분히 빠르게 수행하면 전원을받는 장치는 평균 만 표시합니다. 이것은 일반적으로 대부분의 마이크로 컨트롤러에 PWM 생성기가 내장되어 있습니다. 특정 기간으로 하드웨어를 설정하면 레지스터에 새로운 값을 쓰고 하드웨어가 자동으로 듀티 사이클을 변경하기 만하면 됩니다이는 출력이 켜져있는 시간의 비율입니다. DC 브러시 모터를 수십 Hz의 PWM에서 실행할 수 있으며 평균 DC와의 차이를 알 수 없습니다. 소리가 들리지 않게하려면 24kHz PWM에서 실행할 수 있습니다. 스위칭 전원 공급 장치는이 원칙에 따라 크게 작동하며 프로세서 제어 하에서 또는 전용 칩의 MHz에서 높은 10kHz에서 100kHz까지 실행됩니다.
온 / 오프 펄스로 구동하는 것의 큰 장점 중 하나는 스위치에서 전력이 손실되지 않는다는 것입니다. 이 스위치는 전류가 0을 통과하여 꺼 졌을 때 또는 전압이 0에 도달 할 때 켜져있을 때 어떤 전력도 소산 할 수 없습니다. 오프 상태. PWM 주파수의 상한 중 하나는 스위치가 대부분의 시간을 완전 온 또는 완전 오프 상태로 유지하고 그 사이에 많은 시간을 소비하지 않도록하는 것입니다.
이것이 쉬운 것처럼 생각할 수 있습니다. 올바른 종류의 트랜지스터를 스위치로 연결하기 만하면 펠티어에 전원을 공급하고 마이크로 컨트롤러가 가지고있는 피할 수없는 PWM 출력으로부터 구동 할 수 있습니다. 불행히도 Peltiers의 작동 방식으로 인해 쉽지 않습니다.
Peltier의 냉각 전력은 전류에 비례합니다. 그러나 Peltier에는 전류로 인해 가열되는 내부 저항도 있습니다. 저항에 의해 방출되는 열은 전류의 제곱에 비례합니다. 이 두 가지 효과 모두 Peltier 냉각기에서 경쟁합니다. 내부 가열은 전류의 제곱과 함께 진행되지만 냉각 전력은 전류에 비례하기 때문에 추가 냉각이 제거 할 수있는 것보다 더 많은 전류가 더 많은 가열을 유발하는 지점이 있습니다. 그것은 최대 냉각 전류이며, 이는 제조업체가 미리 알려 주어야하는 것입니다.
이제 0과 최대 냉각 전류 (또는 전압) 사이에서 PWM을 사용할 것입니다. 그러나 두 가지 이유로 여전히 간단하지 않습니다. 먼저 최대 냉각 지점은 가장 효율적이지 않은 지점입니다 (최대 냉각 지점보다 높지 않을 정도로 똑똑하다고 가정). 이 시점에서 펄싱하면 냉각 량에 대해 가장 많은 전력 소비가 발생하며, 이는 냉각 량을 제거하기 위해 가장 많은 열을 의미합니다. 둘째, 큰 열 사이클은 Peltier에 좋지 않습니다. 차등 수축과 팽창은 결국 무언가를 망칩니다.
따라서 온도 요구에 부응하기 위해 천천히 변하는 약간의 부드러운 전압 또는 전류에서 Peltier를 실행하려고합니다. Peltier에는 문제가 없지만 이제는 전자 장치 구동에 문제가 있습니다. 전원을 완전히 소비하지 않는 완전 켜짐 또는 완전 꺼짐 스위치에 대한 좋은 아이디어는 더 이상 적용되지 않습니다.
그러나 여전히 가능합니다. Peltier가보기 전에 켜기 / 끄기 펄스를 부드럽게하는 것을 삽입하면됩니다. 실제로 이것은 기본적으로 스위칭 전원 공급 장치의 기능입니다. 위의 모든 것은 솔루션을 소개하는 방법이었습니다. 배경이 없으면 아무런 의미가 없었습니다. 가능한 회로는 다음과 같습니다.
여기에는 두 개의 PWM 구동 스위치가 있기 때문에 이보다 더 복잡해 보입니다. 이유를 간단히 설명하지만 지금은 D2, L2 및 Q2가 존재하지 않는 척합니다.
이 특정 유형의 N 채널 FET는 마이크로 컨트롤러 핀에서 직접 구동 할 수있어 구동 전자 장치를 훨씬 간단하게 만듭니다. 게이트가 높을 때마다 FET가 켜지고 L1의 하단이 접지로 단락됩니다. 이것은 L1을 통해 현재의 일부를 구축합니다. FET가 다시 꺼지면이 전류는 D1을 통해 계속 흐릅니다 (시간이 지남에 따라 감소하지만). D1이 공급 장치에 연결되어 있기 때문에 L1의 하단은 그 당시 공급 전압보다 약간 높습니다. 전체적인 효과는 L1의 하단이 0V와 공급 전압 사이에서 전환되는 것입니다. Q1의 게이트에서 PWM 신호의 듀티 사이클은 낮고 높은 소비 시간을 결정합니다. 듀티 사이클이 높을수록 L1이 접지로 이동하는 시간의 비율이 더 높습니다.
전원 스위치를 통한 기본 PWM입니다. 그러나 이것은 Peltier에 직접 연결되어 있지 않습니다. L1 및 C1은 저역 통과 필터를 형성합니다. PWM 주파수가 충분히 빠르면 L1의 하단에있는 0-12V 피크 피크 신호가 L1의 상단에 거의 도달하지 않습니다. 그리고 PWM 주파수를 충분히 빠르게 만드는 것이 우리가 계획하고있는 것입니다. 아마 적어도 100kHz에서 이것을 실행했을 것입니다. 다행히도 내장형 PWM 하드웨어를 갖춘 많은 최신 마이크로 컨트롤러에게는 그리 어렵지 않습니다.
이제 Q1, L1 및 D1이 중복되는 이유를 설명 할 차례입니다. 그 이유는 다양한 유형의 부품을 얻을 필요없이보다 최신의 기능입니다. 또한 C1과 함께 PWM 주파수 L1과 L2가 각 스위치가 구동하는 것의 두 배인 필터링해야한다는 부수적 인 이점이 있습니다. 주파수가 높을수록 더 쉽게 걸러 내고 평균값 만 남습니다.
거의 6A의 전류를 원합니다. 이를 처리 할 수있는 FET 및 인덕터가 확실히있다. 그러나 프로세서 핀에서 직접 구동되는 FET 종류에는 내부적으로 이러한 높은 전류를 허용하지 않는 몇 가지 장단점이 있습니다. 이 경우 절대 부품 수를 최소화하는 것보다 프로세서 핀에서 직접 두 개의 FET를 구동 할 수있는 단순함의 가치가 있다고 생각했습니다. 게이트 드라이버 칩이 장착 된 하나의 더 큰 FET는 아마도 내가 보여주는 두 개의 FET에 비해 비용을 절감하지 못할 것이며, 인덕터도 쉽게 찾을 수있을 것입니다. 예를 들어 Coilcraft RFS1317-104KL이 적합합니다.
두 게이트는 서로 180 ° 위상차가있는 PWM 신호로 구동됩니다. 하드웨어에서 쉽게 할 수있는 기능은 PWM 생성기만큼 일반적이지 않지만 그렇게 할 수있는 많은 마이크로 컨트롤러가 여전히 있습니다. 핀치에서는 동일한 PWM 신호에서 둘 다 구동 할 수 있지만, 저역 통과 필터가 개별 PWM 신호 각각의 두 배를 제거해야하는 PWM 주파수의 이점을 잃게됩니다. 회로의 양쪽 절반도 동시에 전원 공급 장치에서 전류를 요구합니다.
하나의 PWM 듀티 사이클에서 Peltier에 어떤 전압이나 전류가 발생하는지 정확히 걱정할 필요는 없습니다.하지만 최대 냉각 포인트의 결과를 알아 내고 듀티 사이클을 펌웨어보다 높게 설정하지는 않습니다. 공급 전압이 최대 냉각 점 인 경우 걱정할 필요가 없으며 100 % 듀티 사이클로 진행할 수 있습니다.
펌웨어에서 PWM 듀티 사이클 위의 다음 레벨에서는 제어 루프가 필요합니다. 올바르게 수행하면 처음에 냉각기를 자동으로 강제 구동 한 다음 온도가 설정 값에 가까워지면 꺼집니다. 많은 제어 체계가 있습니다. PID (비례, 적분, 미분)를 살펴보아야합니다. PID가 가장 우수하거나 최적이기 때문이 아니라 제대로 작동해야하며 거기에 많은 정보가 있기 때문입니다.
여기에 더 많은 내용이 있으며 PID 매개 변수를 조정하면 전체적으로 책이 될 수 있지만 여기에 대한 답변이 이미 너무 길어지고 있으므로 중단하겠습니다. 자세한 내용을 알아 보려면 추가 질문을하십시오.
부품 값 필터링
대부분 인덕터와 커패시터 값을 공기에서 빼 냈지만, 직관과 경험을 바탕으로 이러한 값으로 충분할 것입니다. 이러한 것들에 익숙하지 않은 사람들을 위해, PWM 리플이 실제로 망각에 감쇄되어 있음을 보여주는 자세한 분석이 있습니다. 실제로 DC 평균의 몇 퍼센트로 낮추는 것만으로도 충분하지만이 경우에는 중요한 수준보다 훨씬 낮게 명확하게 줄어 듭니다.
LC 필터를 보는 방법에는 여러 가지가 있습니다. 한 가지 방법은 두 부분을 전압 분배기로 생각하는 것입니다. 각 부분의 임피던스는 주파수에 따라 다릅니다. 다른 방법은 저역 통과 필터의 롤오프 주파수를 찾고 주파수를 몇 배나 더 높이고 자하는지 확인하는 것입니다. 이 두 가지 방법 모두 같은 결론을 가져야합니다.
커패시터 및 인덕터의 임피던스 크기는 다음과 같습니다.
Z 캡 = 1 / ωC
Z ind = ωL
여기서 C는 패럿에서의 커패시턴스, L의 Henrys에서의 인덕턴스, ω의 라디안 / 초, Z는 결과적으로 복잡한 임피던스의 옴 단위입니다. ω는 2πf로 확장 될 수 있으며, 여기서 f는 주파수 (Hz)입니다.
인덕터 임피던스가 증가함에 따라 주파수에 따라 캡 임피던스가 감소합니다.
저역 통과 필터 롤오프 주파수는 두 개의 임피던스 크기가 동일한 경우입니다. 위의 방정식에서
f = 1 / (2π sqrt (LC))
위에 표시된 부품 값으로 734Hz입니다. 따라서 100kHz PWM 주파수는이 롤오프 주파수의 약 136 배입니다. 이것이 필터의 "니"영역을 훨씬 지나서 있기 때문에 전압의 제곱에 의해 전압 신호를 약화 시키며,이 경우 약 19k 배입니다. 12 Vpp 구형파의 기본이 19,000 배 감쇠 된 후에는이 애플리케이션에 어떠한 영향도 미치지 않습니다. 나머지 고조파는 훨씬 더 감쇠됩니다. 구형파의 다음 고조파는 세 번째이며, 기본보다 9 배 더 감쇠됩니다.
인덕터의 전류 값은 전달할 수있는 피크 전류입니다. 나는 내가 더 자세히보고 있기 때문에 내가 실수를 저지른 것을 본다. 일반 벅 컨버터에서 피크 인덕터 전류는 항상 평균보다 약간 높습니다. 연속 모드에서도 인덕터 전류는 이상적으로 삼각파입니다. 평균이 전체 출력 전류이므로 피크가 분명히 더 높습니다.
그러나이 논리는이 특정한 경우에는 적용되지 않습니다. 최대 전류는 100 % PWM 듀티 사이클에 있으며, 이는 12V가 펠티에 지속적으로 직접 적용됨을 의미합니다. 이 시점에서 총 평균 및 피크 인덕터 전류는 동일합니다. 낮은 전류에서 인덕터 전류는 삼각형이지만 평균도 더 낮습니다. 결국, 최대 연속 출력 전류를 처리하기 위해 인덕터 만 있으면됩니다. Peltier를 통한 총 최대 전류는 약 6A이므로 각 인덕터는 3A 만 처리 할 수 있어야합니다. 3.5A 정격의 인덕터는 여전히 잘 작동하지만 3A 인덕터도 충분합니다.