MOSFET을 통한 PWM으로 히터 제어

MOSFET을 사용하여 PWM으로 히터 코일 (저항 ~ 0.9 Ohm)을 제어하려고합니다. PWM 변조기는 LM393을 기반으로하며 MOSFET은 IRFR3704 (20V, 60A)입니다.

히터 대신 1k 저항을 배치하면 모든 것이 잘 돌아가고 테스트 포인트 CH1 및 CH2의 파형은 거의 사각형입니다. 그러나 계획에 실제 히터를 배치하면 전압이 Vth를 교차하는 순간 펄스의 하강 에지에서 진동이 발생합니다 (채널이 혼합되어 있습니다 : 노란색 오실로스코프 채널은 테스트 포인트 CH2에 연결되고 시안 채널은 CH1에 연결됨). 발진 진폭은 배터리 전압보다 다소 크며 최대 16V에 도달합니다. 나는 주로 마이크로 컨트롤러 전문가이며 이런 종류의 회로에 대한 지식이 부족합니다. 히터 인덕턴스 또는 다른 것의 영향입니까? 그것을 반대하는 방법?

그건 아마 인덕턴스에서 대부분 없습니다.

배터리에서 8A에 가깝게 당기면 배터리 전압에 상당한 영향을 미치므로 PWM 신호를 생성하는 비교기 주변의 스위칭 임계 값이 변경 될 가능성이 높습니다.

LM393 및 R3은 배터리에서 RC 필터링 (50 ohm 및 1000 uf) 또는 5V LDO 레귤레이터 (디커플링 포함)에서 더 낮은 잡음 공급 장치로 공급해야합니다.

풀업 저항 R1을 최대 배터리 전압에 연결된 상태로 유지하여 5V에서 공급 된 LM393을 사용해도 FET를 최대한 세게 켤 수 있습니다.

전압 피크가 배터리 전압을 초과함에 따라 인덕턴스에 영향을 미쳐 플라이 백 다이오드가 반드시 권장됩니다.

아마도 인덕턴스 일 것입니다. MOSFET이 실제로 빠르게 꺼지고 V = L (di / dt) 전압 스파이크가 발생합니다. 그러면 MOSFET에서 제너 보호 기능이 켜지고 나머지 회로 주변에서 전류가 흐릅니다.

플라이 백 다이오드가 트릭을 수행 할 수 있습니다.

양극이 양극 단자에 연결된 상태에서 다이오드를 히터 요소와 평행하게 놓습니다.

이제 꺼지면 전류는 다이오드를 통해 무해한 경로를 찾습니다.

꼼꼼한. 각 사이클마다 다이오드가 가열됩니다.

오실로스코프 트레이스에서 발진 시간은 약 100us입니다.

전류 = 약 10A

다이오드 순방향 바이어스의 V = 0.7V

E = VIT = 700 uJ

P = E * F (F = 스위칭 주파수)

F = 1kHZ이면 P = 700mW

다이오드를 선택하려면 와트 단위의 전력 정격에 kHz 단위의 스위칭 주파수를 곱하십시오.

LM393에는 개방형 컬렉터 출력이 있습니다. 따라서 출력이 "높음"이되면 효과적으로 "낮지 않은"것만 가고 R1 = 10k를 통해 풀업됩니다. MOSFET 게이트로의 충전 전류도 R1을 통해 제공되므로 턴온이 매우 느리다. 이것은 1k 더미로드에는 문제가되지 않지만 상당한 부하 전류로 MOSFET 기생 (예 : 밀러 효과)은 관찰하는 종류의 문제를 일으킬 수 있습니다.

낮은 임피던스 경로를 통해, 아마도 양극성 토템폴 드라이버를 통해 MOSFET 게이트를 훨씬 빠르게 충전하도록 회로를 수정해야합니다. TI 애플리케이션 노트 "고속 MOSFET 게이트 구동 회로를위한 설계 및 애플리케이션 가이드"(SLUP169) 참고로.

작은 양의 피드백 (저항에 의한)을 추가하여 작은 히스테리시스를 제공합니다 (톱니 와파 폼의 포인트 라인에서 R3에 의한 포인트 설정)

예를 들어 노드 3과 1 U1 사이의 저항 10MB 사이의 히스 터를위한 포지티브 피드백-전력의 급격한 변동 (배터리)

공급 R3에 다이오드 + 필터 RC 추가

전압 배터리를 교체하여 R3에 다른 스와핑 포인트를 설정하고 플 래핑 Q1을 생성

그리고 공급 주파수에 의한 포지티브 피드백 회로

(언론이 유감입니다)

http://en.wikipedia.org/wiki/Schmitt_trigger