n-ch FET의 게이트 커패시턴스 대 게이트 전하 및 게이트의 충전 / 방전시 전력 손실을 계산하는 방법

MOSFET 드라이버 ( TC4427A )를 사용하고 있는데, 약 30ns에서 1nF 게이트 커패시턴스를 충전 할 수 있습니다.

I (Si4946EY)를 사용 하는 듀얼 N 채널 MOSFET 은 1t 당 30nC (최대)의 게이트 전하를 갖는다. 나는 둘 다 동일하기 때문에 하나만 고려하고 있습니다. 게이트를 5V로 구동하고 있습니다. (논리 수준의 주물입니다.)

이것은 커패시턴스를 해결하기 위해 Q = CV를 적용 할 수 있습니까? C = 30nC / 5V = 6nF. 그래서 내 운전자는 약 180ns 안에 게이트를 완전히 켤 수 있습니다.

내 논리가 맞습니까?

MOSFET의 게이트 저항은 최대 값으로 지정됩니다. 3.6 옴 위의 계산에 영향을 미치나요? 드라이버의 저항은 9 옴입니다.

충전 대신 게이트가 방전 될 때 중요한 차이가 있습니까? (fet 끄기)

부수적 인 질문으로, 180 년대 동안 피트는 완전히 켜지지 않았습니다. 따라서 Rds (quite-ON이 아님)는 상당히 높습니다. 이 시간 동안 얼마나 많은 전력 손실이 발생하는지 계산하려면 어떻게해야합니까?

endolith는 매개 변수의 조건을 봐야한다고 말합니다. 30nC는 = 10V 의 최대 값입니다 . 데이터 시트 3 페이지의 그래프는 일반적으로 10nC @ 5V, C = 10 n $V_{GS}$ = 2nF. 3 페이지의 다른 그래프는CISS에대한 1nF 값을 제공합니다. 불일치는 캐패시턴스가 일정하지 않기 때문입니다 (따라서 충전 값을 제공하는 이유). $\frac{10nC}{5V}$$C_{ISS}$

게이트 저항은 실제로 영향을 미칩니다. 게이트의 시상수 (9 것이다 + 3.6 Ω ) × 2nF의 = 25ns이다 대신 9 Ω × 2nF의 = 18ns.$\Omega$$\Omega$$\times$$\Omega \times$

이론적으로는 스위치를 켤 때 더 높은 온도에서 시작하기 때문에 켜기와 끄기 사이에 약간의 차이가 있습니다. 그러나 켜짐과 꺼짐 사이의 시간이 작 으면 (여기에서 많은 마진, 약 수십 초 이야기) 온도가 일정하고 특성이 다소 대칭이됩니다.

당신의 부수적 인 질문에 대해. 전류는 , V D S 및 온도 에 의존 하고 4 차원 그래프는 2 차원에서 제대로 작동하지 않기 때문에 일반적으로 데이터 시트에는 제공 되지 않습니다. 유일한 해결책은 그것을 측정하는 것입니다. 한 가지 방법은 꺼짐과 켜짐 사이에 I D 및 V D S 그래프 를 기록 하고 둘 다 곱하고 통합하는 것입니다. 이 전환은 일반적으로 빠르게 이루어 지므로 몇 가지 포인트 이상 만 측정 할 수 있지만 근사치가 좋습니다. 천이를 더 느리게 수행하면 더 많은 포인트가 생성되지만 온도는 달라 지므로 결과의 정확도가 떨어집니다.$V_{GS}$$V_{DS}$$I_D$$V_{DS}$

데이터 시트의 사양에 V _GS = 10 V가 표시되어 있습니다. C = 30 nC / 10 V = 3 nF입니다. 그러나 이것은 절대적인 최대 값입니다.

대신 하나의 커패시턴스 값, 그들은 3 페이지에 그래프로 용량을 투기의 의미 다 _ISS C _RSS 및 C _OSS는 에 나와있다 이 문서 그림 5. 당신이 C에 대해 가장 신경 생각 _ISS , 900 pF 정전에 대한 인을 차트에 따라.

참조하는 MOSFET 스위칭에이 페어차일드의 애플리케이션 노트 , 성능 지수에이 인피니언 노트 , 이 IR 노트 와 내 자신의 경험을 :

는 총 게이트 전하를 정량화하며, 이는 일부 덩어리 요소로 구성됩니다.$Q_g$

• (게이트-소스)$Q_{gs}$
• (게이트-드레인)$Q_{gd}$

$C_{iss}$

$Q_{gs}$$I_D$$V_{DS}$$Q_{gd}$$V_{DS}$$V_{DS}$$I_D$

MOSFET 게이트 저항은 충전 전류를 결정하는 데 필요한 외부 저항에 추가됩니다. 귀하의 경우 5V로만 충전하기 때문에 현재 드라이버 용량을 최대화하지 않습니다.

임계 값이 동일하게 유지되는 한, 게이트를 방전시키는 것은 게이트를 충전하는 것과 비교적 동일하다. 턴온 임계 값이 4V이고 5V로 충전하는 경우 턴온 시간을 얻기 위해 1V 만 방전하기 때문에 턴온 시간과 턴 오프 시간에 약간의 비대칭 성이 있다고 상상할 수 있습니다. 켜기 위해 4V 대.

앞서 언급 한 바와 같이 MOSFET 구동 회로에서 저항 및 다이오드 네트워크를보고 턴온 및 턴 오프 충전 전류를 조정하는 것이 일반적이다.

전원을 켜고 끄는 동안 전력 손실

이러한 전환 동안 트랜지스터가 뜨거워지는 것은 트랜지스터의 내부 전압과 전류 및 커패시턴스와 관련이 있다고 생각할 수 있습니다.

실제로 스위치를 충분히 빠르게 켜거나 끄는 한 스위치의 내부 세부 사항은 관련이 없습니다. 스위치를 회로에서 완전히 꺼내면 회로의 다른 것들은 스위치가 켜지고 꺼지는 두 노드 사이에 기생 커패시턴스 C가 필연적으로 있습니다. 스위치를 끈 상태에서 회로에 어떤 종류의 스위치를 삽입하면 해당 커패시턴스는 최대 전압 V까지 충전되어 CV ^ 2 / 2 와트의 에너지를 저장합니다.

스위치의 종류에 관계없이 스위치를 켜면 해당 스위치에서 모든 CV ^ 2 / 2 와트의 에너지가 소실됩니다. (실제로 느리게 전환되면 해당 스위치에서 더 많은 에너지가 소비 될 수 있습니다).

mosfet 스위치에서 소비되는 에너지를 계산하려면 연결된 외부 총 커패시턴스 C (아마도 기생충)와 스위치가 켜지 기 직전에 스위치 단자가 충전되는 전압 V를 찾으십시오. 모든 종류의 스위치에서 소비되는 에너지는

• E_turn_on = CV / 2

각 전원을 켤 때마다.

FET가 게이트를 구동하는 저항에서 소비되는 에너지

• E_gate = Q_g V

어디에

• V = 게이트 전압 스윙 (설명에서 5V 임)
• Q_g = 게이트 핀을 통해 트랜지스터를 켜거나 끄는 전하량 (FET 데이터 시트에서 5V에서 약 10nC)

동일한 E_gate 에너지는 전원을 켤 때와 전원을 끄는 동안 다시 소산됩니다.

그 E_gate 에너지의 일부는 트랜지스터에서 소비되며, 그 중 일부는 FET 드라이버 칩에 소모된다 - 나는 보통 가정 비관적 인 분석을 사용하는 모든 에너지의 트랜지스터에서 소모되어, 또한 모든 에너지의이 소모된다 FET 드라이버에서.

스위치가 충분히 빨리 꺼지면 끄는 동안 소비되는 에너지는 켜는 동안 소비되는 에너지와 비교하여 일반적으로 중요하지 않습니다. (유도 성 부하의 경우) 최악의 경우를 배치 할 수 있습니다.

• E_turn_off = IVt (가장 최악의 경우)

어디에

• 나는 스위치가 꺼지기 직전의 전류입니다.
• V는 전원을 끈 직후 스위치의 전압입니다.
• t는 켜짐에서 꺼짐으로의 전환 시간입니다.

그런 다음 fet에서 소실 된 힘은

• P = P_ 스위칭 + P_on

어디에

• P_switching = (E_turn_on + E_turn_off + 2 E_gate) * 스위칭 주파수
• switching_frequency는 스위치를 순환하는 초당 횟수입니다.
• P_on = IRd = 스위치가 켜져있는 동안 소비되는 전력
• 스위치가 켜져있을 때의 평균 전류입니다.
• R은 FET의 온 상태 저항이며
• d는 스위치가 켜져있는 시간의 비율입니다 (최악의 경우 추정값은 d = 0.999 사용).

많은 H 브리지는 유도 플라이 백 전류를 포착하기 위해 플라이 백 다이오드로 (보통 원치 않는) 바디 다이오드를 사용합니다. 그렇게하면 (외부 쇼트 키 캐치 다이오드를 사용하는 대신) 해당 다이오드에서 소비되는 전력을 추가해야합니다.