시끄러운 신호를 청소하는 방법?

근접 센서의 ADC 판독으로 구동되는 팬 속도로 PIC16F684에서 4 핀 PWM PC 팬을 제어하고 있습니다. 이 모든 것이 잘 작동합니다.

원래 팬의 타코미터 출력을 사용하지는 않았지만 사용 가능한대로 '근거리와 팬 속도 사이의 매핑이 작동하는지 확인하기 위해'스코프를 사용하여 모니터링했습니다.

이제 내가 주목 한 것은 PWM이 팬을 100 %로 구동 할 때 타치 신호 (10K 저항을 통해 열린 드레인)는 훌륭하고 깨끗하다는 것입니다.

그러나 100 % 미만으로 달리면 시끄 럽습니다.

그 소음을 확대 :

PWM 신호의 영향을 받고 있다고 생각하지만 나중에 필요한 경우 정리할 수있는 이유와 방법을 이해하고 싶습니다. 실제로 나는 당신이 이와 같은 소음을 볼 때 당신이해야 할 일, 원인을 찾는 방법 및 그것을 고치는 방법에 관심이 있습니다. 스코프는 트리거를 정상적으로 처리하므로 CMOS 레벨의 슈미트 트리거 입력 인 PIC (RA2)의 외부 인터럽트 핀에 공급할 것인지 궁금합니다. 예를 들어 다른 핀에서 깨끗한 신호를 반향하여 LED 또는 다른 것을 페이드 할 수 있습니다.

그렇다면 시끄러운 신호를 인식하고 수정하는 방법을 일반적인 용어로 설명 할 수 있습니까? 아니면 그것이 너무 광범위하다면이 특별한 문제일까요? 또한 내 회로에 문제가 있으면 알아두면 좋을 것입니다. 아래 회로도에서 내가 표시하는 신호는 회로 왼쪽의 TACH 입력입니다.

업데이트
@MichaelKaras와 @techydude의 유용한 제안 후, Q2를 회로에서 완전히 제거하고 팬을 직접 접지하여 문제의 원인으로 배제했습니다. 소음에 큰 영향을 미치지 않습니다.

그런 다음 RA2의 외부 인터럽트를 코딩하여 여분의 핀 (이 경우 RA1)에서 "정리 된"신호를 출력하여 많은 도움이되었지만 여전히 잘못된 인터럽트로 인해 깜박 거 렸습니다. (따라서 인터럽트 발생시 상승 에지를 트랩 한 다음 트리거 될 때 하강 에지로 전환하고 그 반대의 경우 RA1을 적절히 설정 / 재설정합니다).

그러나 @techydude의 제안의 일부로 R3에 100nF 커패시터를 추가하면 훨씬 안정적인 출력을 얻을 수 있습니다. 아래 스크린 샷은 슈미트 트리거 RA2 입력 및 RA1에서 다시 출력을 통해 청소 한 후의 TACH 신호입니다.

회로도 정보 :

R2를 10k 또는 100k로 늘릴 수 있으며 MOST의 커패시턴스가 너무 작으며 FAN은 MOST의 턴 오프 지연보다 훨씬 더 많은 회전 관성을 가지고 있습니다. 아마도 1M에서도 가능합니다. 그렇게하면 100R의 위치가 중요하지 않으며 mA를 낭비하지 않습니다. uC를 리셋 상태로 유지하지 않으면 기술적으로 전혀 필요하지 않습니다. uC가 적극적으로 높거나 낮게 끌어 올릴 것이기 때문입니다.

PWM 신호의 경우 데이터 시트에 12V까지의 외부 풀업이 허용되는지 확인할 수 있지만 어느 쪽이든 큰 차이가 있을지 의문입니다.

소음에 관하여 :

편집 : kHz에 대한 줄거리를 잘못 읽었습니다 .Hz로 생각하면 어리 석습니다. 내 이야기 ​​중 일부는 약간 변경 될 것입니다 (예 : 디지털 작업에 MHz가 필요하다는 이야기). 그러나 일반적인 아이디어는 여전히 남아 있습니다.

전체 포스트를 그대로 남겨 두지 만> 5MHz 노이즈가있는 100kHz 대신 30kHz 노이즈가있는 100Hz 신호 (실제로 이해가되지 않았습니까?)에서 커패시터와 상호 작용하는 저항을 증가시킬 수 있습니다. 10 배, 커패시터를 50 ~ 100 배 늘립니다. 그러면 모든 예제에서 필터링 주파수가 1000 배 낮아집니다. 그러나 30kHz는 100Hz에서 매우 멀기 때문에 관심있는 신호에서 더 날카 로워 지거나 더 빠른 응답을 위해 커패시터를 10-20 배 증가시키는 것도 괜찮습니다.

따라서이 게시물을 고주파수로 작성된 것으로 생각하고 아이디어를 축소하여 구현하기가 훨씬 쉽습니다! (특히 3의 디지털 거부)

편집 끝

노이즈 감소 방법을 통해 작업하기에 좋은 유스 케이스를 만들기 때문에 상황에 맞는 것을 사용하려고합니다.

읽는 사람에게는 다음 사항에 유의하십시오.

이것은 디지털 신호의 노이즈에 관한 것입니다

디지털 신호에서는 "켜기"및 "끄기"에 관심이있는 전압이 두 개만 있다고 가정 할 수 있습니다. 그 사이의 모든 것은 무의미하며 소음 또는 잘못된 것입니다. 아날로그 신호에서는 모든 전압 레벨에 대해 알아야하며 C, L 등의 부하로 실제 필터링을 수행해야합니다.

신호의 문제는 높은 수준의 네거티브 노이즈 스파이크와 낮은 수준의 포지티브 노이즈 스파이크가 서로 매우 가깝기 때문에 조정 가능한 수준으로도 간단한 표준 트리거로 절대 얻을 수 없다는 보장은 없습니다. 혼란스러운.

귀하의 옵션 :

1. 바이어스 변경
2. 전압 레벨 변경
3. "느린"히스테리시스 추가
4. 노이즈 필터링

1. 바이어스 변경 :

포지티브는 네거티브 스파이크가 매우 낮습니다. 이는 풀업이 노이즈에서 이길 수 없기 때문입니다. 가장 쉬운 방법은 저항을 줄이는 것입니다. 오프 신호의 스파이크도 증가 할 위험이 있으므로 항상 작동하지 않을 수도 있습니다. 그러나 간단한 히스테리시스를 설정하기 위해 스파이크 사이에 약간의 여유를 줄 수 있습니다.

2. 전압 레벨 변경

팬이 허용하는 경우 Tacho를 더 높은 전압 레벨로 변경하고 중간 상태를 쉽게 추가 할 수 있습니다.

^{이 회로 시뮬레이션 – CircuitLab을 사용하여 작성된 회로도}

이제 높은 스파이크와 낮은 스파이크 사이에 충분한 공간이있어 마이너스 스파이크가 있고 항상 스파이크가 발생하더라도 MOST가 항상 켜져 있는지 확인할 수 있습니다. 새로운 상황에서 설정 점을 얻는 데 다이오드, 제너 또는 저항이 필요할 수 있지만, 네거티브 신호의 스파이크가 그대로 유지되면 MOSFET을 트리거하지 않아야합니다. 게이트 임계 값이 2V 미만인 것으로 교체하십시오.

3. "느린"히스테리시스를 추가하십시오.

이것은 뾰족한 노이즈 신호가 원하는 신호보다 적어도 10 배 이상 큰 신호를 알고있을 때 일반적으로 사용되는 트릭입니다. 신호가 약간 지연되므로 정확한 순간이있는 상황에서는 사용할 수 없습니다. 온 / 오프 변경이 중요합니다.

그러나 신호의 모양이나 주파수 만 알고 싶은 신호의 경우 매우 강력한 방법입니다. 기본적으로 임계 값을 초과하는 전압이있을 때 트리거되기 시작하지만, 거기에 머무를 때만 해당 동작을 완료합니다. 하나를 만드는 방법에는 여러 가지가 있습니다.

컨트롤러에서 수행 할 수 있습니다 (컴포넌트 수에서 가장 쉬운 방법). 측면에서 트리거 한 다음 충분한 속도로 더 많은 값을 샘플링하여 노이즈 스파이크 사이의 높은 값을 볼 수는 있지만 전체 낮음 누락에 대해 혼동하지 마십시오. 그런 다음 신호 및 노이즈에 대한 지식을 바탕으로 사전 정의 된 판단을 내립니다. 예를 들어, 10MHz로 샘플링 할 수있는 경우 50 개의 샘플을 캡처 할 수 있으며 다수 규칙을 적용 할 경우 100kHz의 최고 주파수가 무시되지 않을 것입니다. 즉, 실제로 낮아 지려면 25 이상이어야합니다. 스파이크는 매우 얇고 원래 신호 일 때 가장 많이 작동하므로 작동 할 수 있지만 대다수의 수를 조정할 수 있습니다. 이것은 1MHz 및 6 또는 7 샘플에서도 작동하지만 실제로는 많지 않으므로 다시 위험이있을 수 있습니다.

외부에서 수행 할 수도 있습니다. 그러나 특히 입력에 약간의 히스테리시스가있는 uC로 결과를 볼 때 간단한 필터를 추가하는 것보다 훨씬 복잡합니다. 그러나 생각하는 것은 재미 있으므로 다음과 같이합시다.

^{이 회로를 시뮬레이션}

U1은 적합한 Op-Amp 또는 Comperator입니다. 컴프레서는 더 나은 스위처를 가진 더 나은 스위처이지만 종종 서브 MHz의 경우 적절한 레일 / 레일 스윙을 가진 OpAmp는 쉽게 할 수 있습니다.

이 유형의 히스테리시스는 최소 하나의 저항으로 구성 할 수 있지만, 설명하기 쉽고 수정하기 쉽습니다.

먼저 커패시터가 없으면 상상해보십시오.

먼저 저항 분배기가 U1의 출력에 영향을받는 것을 확인하십시오. 20kOhm의 겉보기 저항을 통해 조금 더 낮아집니다. U1의 양의 입력에서 출력이 0이면 1.1V의 전압이 내림되고 출력이 5V 인 경우 3.9V의 전압이 내림됩니다.

정상 상태 스타트 업 타코 입력이 높은 경우 타코 입력의 반전 특성으로 인해 U1의 출력이 낮습니다. 따라서 추가 풀업 저항으로 인해 음의 입력이 약 2.3V가됩니다. 양의 입력이 1.1V에 불과하기 때문에 음의 입력이 전압을 낮추고 출력이 뒤집 히도록하려면 입력이 2.2V 아래로 떨어질 필요가 있습니다.

출력이 뒤집 히면 네거티브 입력에 3.6V가 표시됩니다 (이 순간 입력 신호가 2.2V이고 U1의 출력이 5V이므로 10k 저항으로 만들어진 중간은 약 3.6V입니다). 입력은 1.1V에서 3.9V로 플립되므로, 네거티브는 여전히 포지티브 입력 아래에 있고 출력은 5V를 유지합니다.

신호가 이제 신속하게 "중지"되고 다시 되돌아 가면 U1의 출력이 빠르게 다시 되돌아 가지만 스파이크는 이미 2.2V 아래로 떨어졌기 때문에 아무것도 아닌 것보다 낫습니다.

신호가 0으로 내려 가면 안정적인 상황이 더 강해지고 음의 입력이 2.5V로 떨어집니다 (FAN의 타코가 풀다운으로 충분히 강하다고 가정하기 때문에) 양의 값은 약 3.9입니다 V.

이제 출력이 다른 방향으로 뒤집 히려면 신호가 2.7V보다 높아야합니다. 스파이크의 95 %는 이미 무시 될 것입니다.

커패시터 추가 :

커패시터를 사용하면 들어오는 신호가 커패시터를 충전 또는 방전하기에 충분한 시간 동안 충분한 에너지를 공급해야합니다. 실제로는 이미 RC 필터입니다. 빠르게 급강하 한 후 복구되는 스파이크는 커패시터를 방전 할 수 없습니다.

물론 C의 값은 소스 신호와 노이즈 신호에 따라 다릅니다. 나는 100kHz 소스 신호 대 1us 스파이크 지속 시간에 대해 510pF의 볼 파킹을 수행했지만 실제로 많은 수학을 수행하지는 않았으며 RC 시간 기반의 직감으로 이것이 작동하는 것과 비슷하다고 생각합니다.

4. 잡음 제거

이것은 아날로그 신호를 필터링하는 것과 같습니다. 이전 섹션에서 설명한 것처럼 간단한 RC 네트워크를 사용할 수 있습니다.

^{이 회로를 시뮬레이션}

잡음 스파이크는 1us 이하이므로 RC 시간이 5us이므로 커패시터의 전압을 크게 변경할 수 없습니다. 이것은 스파이크의 에너지가 평균으로 평평 해짐을 의미합니다. 급상승에서 높은 상단과 낮은 딥을 볼 수 있기 때문에 평균이 0V 및 5V에 매우 근접 할 수 있지만 더 나은 사진 또는 실험으로 만 말할 수 있습니다. 당신이 그것을 uC 핀에 공급하기 때문에 RC 시간은 아마도 그것을 높거나 낮게 볼 수있을 것입니다. 풀업 저항으로 인해 방전보다 충전 속도가 느리기 때문에 약간의 왜곡이 발생합니다. 값을 약간 조정하면 무시할 수있는 결과가 나올 수 있습니다.

이것으로 충분하지 않으면 더 많은 구성 요소를 추가 할 수 있지만, 주된 잡음이 신호보다 10 배 이상 "빠른"경우에는 구성 요소를 매우 빠르게 초과하는 것입니다.

4.7uH 인덕터를 저항과 직렬로 추가하면 고주파 플랭크를 10uH까지 더 부드럽게 할 수 있습니다.

그러나 솔직히 말해서, "uC에 먹이기"의 경우, 당신의 종류의 신호에서 L을 실험하는 유일한 이유는 R이 크고 C가 작고 L이 평활화되는 균형을 찾는 것입니다. R2 / R1은 상승 시간과 하강 시간의 차이를 무시할만큼 작을 수 있습니다. 33k의 R1, 150pF의 C 및 56uH의 R1과 직렬 인 L과 같은. 또는 인덕터 대신 페라이트 비드가 스파이크의 선명도에 약간 의존합니다.

그러나 이미 그것을 지나치게 생각하고 있습니다.

타코 출력을 생성하는 팬의 회로 (일반적으로 홀 효과 센서 포함)가 자체적으로 PWM 주파수에서 잘려 지거나 꺼지고 있기 때문에 팬 타코에서 발생하는 이와 같은 노이즈가 일반적입니다 (PWM 출력이 다른 것에있을 때). 모터 자체에 대한 공급뿐만 아니라 100 % -On). 물론 최소 PWM 오프 기간 사이에 몇 볼트를 유지하기에 충분한 정전 용량이있는 한 홀을 구동하기에 충분한 12V 팬 전원 공급 장치를 고려하면 회로에 공급을 원활하게하기 위해 약간의 정전 용량이 있어야합니다. 효과 센서 및 타코 출력 풀업 (팬에 타코 출력에 자체 풀업이 포함 된 경우), 복구 가능한 출력 신호를 제공합니다. 그렇습니다. 공급 장치를 PWM으로 연결할 때 팬이 지저분합니다. 일부 팬은 + 12V 전원과 별도로 PWM 속도 입력을 제공합니다.

PWM이 약 27kHz 인 것으로 보입니다. 따라서이 특정 상황에서 좋은 점은 100 % 출력에서 ​​타코 출력이 약 800Hz로 나타나고 이는 PWM 주파수의 <1/30보다 큽니다. 따라서이 타코 출력을 필터링하여 대부분의 PWM 노이즈를 제거 할 수 있습니다. 쉽고 가치있는 일. 여기에 늦었으므로 CBF가 calcs를 통해 작업했지만 오픈 드레인이기 때문에 타코와 + 12V 레일 (PWM이 아닌) 사이의 뚜껑 인 PWM에 의해 성가 시게되는 풀 업 공급 전압 (팬의) 팬 드라이브 회로의 출력)이 타코 접지에있는 캡보다 더 나은 옵션 일 것입니다. 둘 다 시도하고 참조하십시오. 적절한 전압의 100n 세라믹 캡으로 시작하여 모양을 확인하십시오.

PIC에서 Schmigger 입력을 사용하면 PIC에 넣기 전에이 타코 출력을 필터링하지 않고도 벗어날 수 있지만, 주파수 차이가있어이를 쉽게 청소할 수 있습니다. 쪽으로.

팬에서 나오는 타코 신호를 처리 할 때 발생할 수있는 한 가지 문제 : 팬이 내부적으로 10k로 +12까지 당기는 경우 (일부는 그렇지 않은 경우도 있음) 타코 신호를 + 5V 레일을 사용하면 실제로 내리고 있습니다! 팬 공급 전압, 풀업 강도 등에 따라이 문제를 처리 할 수있는 다양한 회로 구성이 있습니다. 멀티 미터로 측정하여 알려주십시오.

TACH 신호에서 잡음의 가능한 원인은 IRF150 FET가 충분히 낮은 ON 임피던스가 아니기 때문일 수 있습니다. 이는 FET RdsON이 상당히 높거나 제공된 게이트 구동 전압에서 FET가 완전히 켜져 있지 않기 때문일 수 있습니다.

FAN 전류가 PWM 신호와 함께 켜지고 꺼지면서 FET 저항에 걸쳐 강하가 발생하여 팬의 "GND"기준이 상승 및 하강하여 TACH 신호에 나타나는 노이즈로 변환됩니다.

FET 드레인에 스코프 GND 리드를 놓은 다음 TACH 신호를 보면 내가 설명한 효과가 맞는지 확인할 수 있습니다. 신호가 훨씬 깨끗해 보일 것입니다.

해결책은 시스템이 제공하는 게이트 드라이브와 함께 제공 될 때 RdsON이 훨씬 낮은 FET를 선택하는 것입니다.

또 다른 가능한 아이디어는 PND를 사용하여 GND 리드 대신 팬의 + 12V 리드를 전환하는 것입니다.

사용중인 게이트 저항 배열로 인해 일부 잠재적 게이트 드라이브가 손실 될 수 있습니다. 1K 저항을 100ohm의 반대쪽으로 옮깁니다.

저역 통과 필터 작업처럼 들립니다. 유용한 신호는 약 1 kHz의 f ₁ 로 유지하고 25 kHz 부근의 f _2로 문제가되는 신호를 제거해야 합니다. 차단 주파수는 f ₁ 과 f ₂ 의 기하학적 평균 으로 선택 될 수 있습니다 (최적이지만 단순).

f _c = sqrt (1 * 25) = 5 kHz.

간단한 RC 필터가 충분하고 TACH 회로에 저항이 이미 있다고 가정하면 (R ₃ = 10 kOhm) 5 kHz 시간 비용 과 일치하도록 적절한 커패시터 값을 계산해야합니다 .

C = 1 / (2 * pi * fc * R) = 1 / (6.28 * 5000 * 10000) = 3.2 * 10 ^-9 F.

따라서 TACH 라인과 접지 사이에 3nF 커패시터를 납땜하기 만하면됩니다. 고주파 노이즈를 20 배 이상 감쇠시켜 어플리케이션에 충분해야합니다.