왜 FET 게이트에 저항을 넣지 않습니까?

MOSFET을 보호하는 방법을 생각하는 동안 한 가지 아이디어는 게이트 앞에 매우 높은 저항을 설정하는 것이 었습니다. 아이디어는 전류가 게이트를 통해 흐르지 않아야하므로 일부 과도 게이트를 위협하면 저항이 FET가 소손되는 것을 방지 할 수 있습니다.

실제로 MOSFET 보호를 연구하는 동안 다이어그램에 표시된대로 "내부 직렬 게이트 저항"기능을 포함하는 이 통합 보호 제품 을 발견했습니다.

이 아이디어가 올 경우, 질문은 하지 왜 항상 어떤 FET의 게이트 전에 메가 옴 저항을 넣어?

아니면 게이트 저항이 일반적으로 FET를 보호 하지 않는 실질적인 이유가 있습니까? 아니면 성능에 부정적인 영향을 줄 수 있습니까?

게이트 소스는 본질적으로 커패시터입니다. 따라서이 높은 저항을 사용하면 충전하는 데 시간이 오래 걸립니다. 게이트 커패시터가 일정 수준 (임계 전압) 이상으로 충전 된 경우에만 MOSFET이 켜지므로 스위칭 속도가 매우 느려집니다.

게이트 드라이버가 자주 사용되는 이유는 게이트 커패시터를 빠르게 충전 할 수 있기 때문에 (종종 1A 이상의 전류 사용) 스위칭 시간을 최소화 할 수 있기 때문입니다.

자세한 내용은 여기를 참조 하십시오 .

게이트의 큰 저항은 MOSFET의 스위칭 속도를 늦 춥니 다. MOSFET을 스위치 (ON-OFF)로 사용하는 경우에는 문제가 없지만 20kHZ 이상의 주파수에서 모터를 구동하는 경우 열 손실을 최소화하기 위해 스위칭 속도가 빨라야합니다. 게이트에서 볼 수있는 저항은 MOSFET을 보호하기위한 것이 아니라 MOSFET을 구동하는 모든 것을 보호합니다 (예 : 마이크로 컨트롤러). 과도한 전류로 인해 I / O 핀이 손상 될 수 있습니다.

Darko가 말했듯이 MOSFET은 게이트 측에서 볼 때 커패시터입니다. 이 커패시터를 완전히 충전하는 데 필요한 충전을 게이트 충전이라고합니다 (데이터 시트에서 찾을 수 있음). 충전되면 MOSFET의 저항 (RDS)이 최소로 감소합니다. 따라서 직렬 저항없이이 핀을 구동하려고하면 높은 전류가 드라이버에 의해 가라 앉거나 전원이 공급됨을 의미합니다 (콘덴서 충전시 돌입 전류와 동일).

$\Omega$

이것은 실제로 15V 1.5A 부하에서 1.6ms의 최소 오프 스위칭 시간과 같이 게이트 전하가 높을 때 스위칭 속도를 늦 춥니 다. 비대칭 스위칭 시간은 실제로 '온'시간을 단축하기 위해 저항에 다이오드가있을 수 있음을 의미합니다. 아래 설명과 같이 클램핑 할 때 다이오드가 역 바이어스됩니다.

큰 값의 저항은 어쨌든 게이트를 보호하지 못할 것입니다. 다이오드 고장과는 달리 영구적 고장과 절연 손상입니다. 그렇기 때문에 과도한 게이트 소스 전압을 방지하기 위해 ESD 제너 다이오드가 게이트 리드에 있습니다.

그렇다면 왜 거기에 저항을 두어야합니까? 글쎄, 다른 (과전압) 선원들이 할 수있는 일입니다. 최악의 경우를 상상 해보고 게이트 리드를 소스로 단락시킨 다음 외부 고장을 통해 드레인의 전압을 비틀어 증가시켜 DS 고장을 기다립니다. 제너 다이오드를 통한 전류가 일부 mA를 초과하면 MOSFET이 켜지고 과전압이 클램핑됩니다.

전력 MOSFET은 일반적으로 게이트 커패시턴스가 커서 ESD에 크게 민감하지 않습니다. 게이트는 실제로 50V-100V와 같은 것으로 분해되므로 많은 에너지가 게이트에 도달해야합니다. RF MOSFET과 같은 작은 MOSFET은 비교할 때 ESD에 매우 민감합니다. 그러나 ESD의 전형적인 인체 모델은 적당히 큰 전력 MOSFET 게이트를 손상시키기에 충분합니다.

내용 - 게이트 MOSFET 앞의 직렬 저항을 넣어 다른 이유가 의도적으로 느려지 스위칭. 이는 회로에서 슬 루율을 최소화하는 데 도움이되므로 전도 및 방사 방출을 줄일 수 있으며 이는 유용한 EMC 기술이 될 수 있습니다.

그러나, 다른 저항기가 지적한 바와 같이, 클램핑 제너를 안전한 작동 영역에 유지하기 위해 도시 된 저항기가 포함 된 것은 전혀 아닙니다 . 또한 스위칭 에지를 늦추면 회로 성능에 부정적인 영향 (스위칭 에지에서 열 손실이 증가 함)이 영향을 미치므로이 기술을 사용하는 것이 타협합니다.

게이트 소스 전압을 MOSFET의 Vgs 정격 미만으로 제한하기 위해 제너 다이오드를 사용하는 경우 게이트 직렬 저항을 사용할 수 있습니다. 일반적인 정격은 20V이며 10V 또는 15V 제너가 사용됩니다.

빠른 켜기 / 끄기를 위해 작은 커패시터를 저항과 병렬로 배치 할 수 있습니다. 커패시터가 초기에 방전되었다고 가정합니다. FET를 켜면 커패시터가 커패시터를 통해 흐르고 커패시터와 FET의 입력 커패시턴스 사이에 거의 즉각적인 전하 분배가 발생합니다. FET가 즉시 켜집니다. 턴온 속도는 게이트 드라이브 파형의 에지에서 커패시터가 짧은 경우 발생하는 것과 거의 동일합니다. 꺼도 같은 효과가 있습니다.

게이트 전하 분할은 다음과 같이 작동합니다. 커패시터의 게이트 전압과 전압이 초기에 0이라고 가정하고 전원을

켰을 때 ... V_c = Qg / C_drive
Vgs = V_drive-V_c_drive

V_drive는 게이트 드라이브 전압입니다.
Qg는 주어진 Vgs = V_drive에 대한 FET 데이터 시트에 나열된 총 게이트 전하입니다.
C_drive는 드라이브 저항과 병렬로 연결된 커패시터입니다.
Vgs는 FET 게이트 소스 전압입니다.
V_c_drive는 스위치 후 C_drive의 전압입니다.

예를 들어 10V 구동 신호로 10nF 커패시터를 통해 FET를 구동하고 총 게이트 충전이 Vgs = 10V에서 1nC 인 경우 커패시터는 다음과 같이 충전됩니다.

V_c_drive = 1nC / 10nF = 0.1V
Vgs = 10V-0.1 V = 9.9V

Vgs가 10V가 아니기 때문에 Qg는 실제로 가정 된 것보다 약간 작기 때문에 이것은 근사치입니다.

병렬 게이트 저항의 효과는 항상 커패시터 양단의 전압을 0V로 만드는 경향이 있습니다. 따라서 스위치 후 커패시터 전압은 R * C 시정 수의 속도로 0.1V에서 0V로 천천히 떨어집니다. 턴 오프 사이클에서, 전하는 다른 방식으로 분배되므로, 턴온시에 사용 된 것과 동일한 방향으로 측정 될 때 최종 커패시터 전압은 -0.1V가된다.

FET를 끄기 전에 커패시터가 방전 될 때까지 기다리지 않아도됩니다. FET를 껐다 켜고 바로 끄는 경우, 껐다 켜면 충전 분할이 켜질 때 일어난 일을 정확히 취소하고 사이클이 끝날 때 커패시터 전압은 거의 0이됩니다.

원하는 구동 전압에서 FET의 총 게이트 전하가 작은 커패시터 전압만을 생성 할 수있을 정도로 커패시터 값이 커야하지만 과도 에너지를 많이 통과시키지 않을 정도로 작아야한다. 일반적으로 C_drive> Qg / 1V가 있어야합니다.

사용할 수있는 저항의 양은 MOSFET 데이터 시트의 최악의 게이트 누설 전류와 제너 누설에 따라 다릅니다. 중요한 점은 직렬 저항의 총 누설 시간이 온도에 따른 MOSFET 임계 전압보다 훨씬 낮아야한다는 것입니다.

예를 들어 FET 임계 전압이 3V 인 경우 R * leak_current는 3V보다 훨씬 작아야합니다. 요점은 누설이 저항을 압도하여 잘못된 시간에 FET를 켜거나 끄는 DC 바이어스를 만드는 것을 방지하는 것입니다.

대부분의 FET는 데이터 시트에 최대 1uA 미만의 게이트 누설을 표시합니다. 대부분의 제너는 수 uA를 누출시키고 온도에 따라 누출이 기하 급수적으로 증가합니다. 따라서 제너는 대부분의 게이트 누출을 설명합니다. 따라서 100K 또는 10K는 아마도 1MEG보다 더 적절하다고 생각합니다.