사용자와 같은 중간 정밀도, 낮은 샘플링 속도의 혼합 신호 애플리케이션의 경우 직면하는 주요 문제는 충분히 정확한 참조가 있고 ADC에서 디지털 스위칭 노이즈를 유지하는 것입니다. 여기에는 디자인 단계부터 보드 레이아웃까지 몇 가지 단계가 있습니다.
회로 설계 중
먼저, 설계 단계에서 올바른 변환이 이루어 지도록 적절한 레퍼런스, 올바른 디커플링 및 낮은 임피던스 신호 드라이브를 ADC에 공급해야합니다. 또한 ADC가 고주파수를베이스 밴드로 효과적으로 하향 변환하지 못하도록 신호를 필터링해야합니다 (RF 애플리케이션은 느린 ADC + 대역 통과 프런트 엔드 필터를 사용하여 신호를 나이키 스트-다운 컨버팅하여 신호를 절약 할 수 있음) 전용 믹서 및 LO).
참조 안정화
참조는 사소하고 한심한 (젤리 빈 디스크리트 제너, 4 비트에서 4 비트까지), 미친 것 (고성능 기기 응용에 사용되는 오븐 IC 매장 형 제너)에 이르기까지 다양합니다. 초보자를 혼란시키는 방법. LTC AN82 의 차트 는이를위한 유용한 해독제입니다. 애플리케이션에서 ADC는 안정적인 기준과 5V 전원이 제공되는 11+ ENOB가 가능한 12 비트 단위 인 경우 0.02 %까지 정확한 기준을 지정합니다. RMS 노이즈는 정확도 사양보다 약 10 배 정도 낮기 때문에 관심있는 온도 범위에서 더 좋습니다.
불행히도, 트림이없는 0.02 % 초기 정확도는 물건이 다소 어려워지기 시작하는 곳입니다. 원하는 ENOB 성능을 감안할 때 4.096V 레퍼런스를 사용한다는 것은 Pi의 3.3VI / O에 대한 로직 레벨 변환기를 갖춘 조용한 5V 전원에서 ADC를 실행하고 4.096V가 편리하고 편리하다는 것을 의미합니다. 1mV / 카운트 관계, 우리는 ADR4540 , X60003 , MAX6126AASA 또는 LTC6655B로 제한됩니다마지막 부분은 0.025 %의 초기 정확도를 갖기 때문에 마지막 부분이 잘립니다. tempco 및 히스테리시스는 이것이 내가 생각하는 벤치 애플리케이션이므로 문제가되지 않지만 라인 및 부하 레귤레이션은 ADC와 동일한 조정 된 5V 전원으로 구동되고 ADC의 Vref 핀만 구동하기 때문에 큰 문제가되지 않습니다. 트림이 없기 때문에 여기에서도 문제가됩니다.이를 위해 ADR4540 및 MAX6126AASA는 각각 25ppm / root-khr 및 20ppm / root-khr에서 분명한 승자입니다. 중요하지 않은 장기 드리프트를 고려합니다. (다른 두 부분은 일반적으로 약 50-60ppm / root-khr의 장기 드리프트를 갖습니다.)
모든 것을 분리
MCP3208 데이터 시트는 Vdd에서 접지 시스템으로 연결된 디커플링을위한 최소 1µF 커패시터를 권장합니다. AGND 및 DGND도 동일한 접지 시스템에 연결해야합니다. 보드 5V 레일에도 최소 10µF / 10V 세라믹 또는 폴리머 탄탈륨 벌크 디 커플러를 사용해야합니다.
이 외에도 레퍼런스는 데이터 시트에 따라 분리되어야합니다. 이것은 벌크 디커플링 커패시턴스 외에 입력에서 100nF로 종종 100nF이지만, LTC6655는 훨씬 더 큰 출력 커패시터를 필요로합니다 벌크 디 커플러가 작동하는 경우 P / N), X60003은 저전력 설계로 인해 반대 방향으로 까다 롭습니다.
입력 드라이브 / 버퍼링 / 필터링
고맙게도 이것은 어렵지 않습니다. 0.02 %의 정확도는 800µV의 최대 입력 오프셋으로 변환되며, 오늘날의 0으로 제공되는 단일 5V 전원으로 작동하는 동안 MHz 범위의 GBW보다 몇 배 더 나은 성능을 얻을 수 있습니다 드리프트 및 내부 트림 앰프. AD8630의 공급 저잡음 자동 제로 옵션, 빠른 내부적으로 트리밍 된 낮은 오프셋 A가 포함 동안 OPA4350 및 OPA4192를 . 어느 쪽이든, MCP3208 데이터 시트의 2 극 Sallen 및 Key 저역 앨리어싱 제거 필터를 사용할 수 있으며 코너 주파수는 약 5kHz 정도로 설정되어 있습니다. 다른 필터 설계도 작동 할 수 있습니다.
전원 공급 장치 및 디지털 인터페이스
MCP3208의 ENOB (유효 비트 수) 사양은 전원에 따라 다릅니다. 2.7-3.3V 전원보다 5V 전원으로 더 나은 성능을 제공합니다. 4.096V 레퍼런스를 사용하기 위해서는 5V를 사용하지 않아야합니다. 이것은 Pi가 3.3V 로직을 사용하고 5V를 견딜 수 없다는 문제를 야기하며 TXB0104 와 같은 로직 레벨 변환 IC가 필요합니다 . A 측은 Pi로, B 측은 ADC로 이동합니다.
또한 5V 전원 공급 장치는 상당히 깨끗해야합니다. 더 높은 전원 전압에서 온보드 전원을 생성하려면 선형 레귤레이터를 사용해야합니다. 애플리케이션에서 더 높은 공급 전압을 사용할 수없는 경우 LC 디커플링 네트워크를 사용하여 ADC 및 연산 증폭기 공급 레일에서 대량의 디지털 노이즈를 유지하는 경우 기존 5V 레일을 사용할 수 있습니다.
레이아웃 시간
효과적인 혼합 신호 레이아웃에는 분할 및 공급 / 반환 레이아웃의 두 가지 키가 있습니다 . 나는 그것들을 차례로 만질 것이다.
먼저 보드 레이아웃을 디지털면과 아날로그면으로 깔끔하게 나눕니다. 모든 디지털 트레이스 (사용중인 MCP3208의 경우 SPI 인터페이스)는 보드의 디지털쪽에 있습니다. 보드의이쪽에는 로직 레벨 변환기 칩과 Pi의 I / O 커넥터도 있습니다. 보드의 아날로그쪽에는 모든 아날로그 트레이스와 회로가 포함되어 있습니다. 전압 레퍼런스는 여기에 있으며 입력 필터, 입력 보호 및 아날로그 입력 커넥터도 마찬가지입니다. ADC (및 Pi의 5V를 사용하는 경우 필터 인덕터)는이 간격을 메우는 유일한 구성 요소입니다.
참고 또한, 내가 연결된 모든 부품이 거친 피치 SMT 패키지로 사용할 수 있는지 - 연속 GND면과 뒷면 단일 양면 레이아웃입니다 매우 양면 보드가 여기에 사용되는 경우 추천. 비용이 반대가 아닌 경우 4 계층 보드는 접지면 외에 연속 아날로그 Vdd 평면을 제공 할뿐만 아니라 로직 레벨 변환기 IC의 3.3V 로직 측을위한 "파워 퍼들"을위한 공간을 제공합니다. 그러나이 애플리케이션에서는 접지면 분할이 필요하지 않습니다 . 신호 트레이스를 올바르게 라우팅하면 리턴 전류가 해당 위치에 유지됩니다 .