비교기가 일반적으로 opamp보다 높은 오프셋 전압을 갖는 이유는 무엇입니까?

신호를 일정한 전압과 비교해야합니다. 신호의 범위는 0 ~ 30mV이며 250µV의 차이에서 50ns의 응답 시간이 필요합니다. 신호는 수 mV / µs 범위의 슬 루율을 갖는 삼각파입니다.

TI가 제공 하는 비교기 를 살펴보면 750µV의 오프셋 전압에서 시작하고 10ns 비교기는 3000µV에서 시작한다.

그러나 opamp 목록을 살펴보면 1µV 오프셋 전압에서 시작하고 100MHz 앰프는 100µV에서 시작합니다.

신호를 비교하기 위해 연산 증폭기가 아닌 비교기를 사용하는 것이 좋습니다. 따라서 내가 보는 유일한 옵션은 신호를 정밀한 고속 연산 증폭기로 사전 증폭 한 다음 비교기를 사용하는 것입니다. 그러나 이것은 잘못 들립니다. 이것이 가능하다면 왜 칩 제조업체가 이것을 모 놀리 식 솔루션으로 제공하지 않습니까?

작은 차이로 고속을 얻는 것은 어렵습니다.

비교기는 옵 앰프보다 높은 입력 오프셋 전압을 갖는 경향이있을뿐만 아니라 고속을 얻기 위해 훨씬 높은 유효 노이즈를 가지므로 광대역 짐승입니다.

Oliver Collins는 수십 년 전에 출력에서 ​​단일 극 필터링을 사용하여 하나 이상의 저잡음, 저 게인 opamp 단계로 빠른 비교기에 앞서 훨씬 더 나은 결과를 얻을 수 있음을 보여주는 논문을 제작했습니다. 슬 루율을 단계적으로 증가시킵니다. 주어진 입력 슬 루율과 최종 비교기에는 최적의 스테이지 수, 게인 프로파일 및 RC 시간 상수 선택이 있습니다.

즉, 초기 opamp는 비교기로 사용되지 않고 슬로프 증폭기로 사용되므로 최종 비교기에 필요한 출력 슬루 레이트 또는 GBW 제품이 필요하지 않습니다.

2 단계 슬로프 증폭기의 예가 여기에 표시됩니다. 최적은 입력 슬 루율에 따라 달라 지므로 값이 제공되지 않습니다. 그러나 출력 비교기를 단독으로 사용하는 것과 비교하여 거의 모든 게인 프로파일이 개선됩니다. 예를 들어 10의 게인과 100의 게인을 사용한 경우 실험을 시작하기에 매우 합리적인 장소입니다.

^{이 회로 시뮬레이션 – CircuitLab을 사용하여 작성된 회로도}

분명히 앰프는 포화에 많은 시간을 할애합니다. RC 필터의 크기를 결정하는 핵심은 가장 빠른 입력 슬 루율에서 증폭기가 포화에서 중간 점으로 이동하는 데 걸리는 시간이 선택한 RC에 의해 두 배가되도록 시간 상수를 선택하는 것입니다. 시간 상수는 앰프 체인을 따라 분명히 감소합니다.

RC는 피드백 게인 저항을 가로 질러 배치 된 C가 아니라 opamp 후에 실제 필터로 표시됩니다. 이 필터는 6dB / 옥타브에서 노이즈의 고주파 감쇠를 임의의 고주파수로 계속 유지하는 반면, 피드백 루프의 커패시터는 주파수가 단일 이득에 도달하면 필터링을 중지하기 때문입니다.

RC 필터를 사용하면 임계 값을 넘는 입력과이를 감지하는 출력 사이의 절대 시간 지연이 증가합니다. 이 지연을 최소화하려면 RC를 생략해야합니다. 그러나 RC가 제공하는 노이즈 필터링을 통해 입력에서 출력까지 지연의 반복성을 향상시킬 수 있으며 이는 낮은 지터로 나타납니다.

잡음과 오프셋 전압 측면에서 고성능이 필요한 것은 입력 연산 증폭기 뿐이며 이후의 모든 증폭기의 스펙은 이득으로 완화 될 수 있습니다. 반대로, 첫 번째 앰프는 후속 앰프만큼 높은 슬 루율 또는 GBW를 필요로하지 않습니다.

이 구조가 상업적으로 제공되지 않는 이유는 성능이 거의 요구되지 않고 최적의 단계 수는 입력 슬 루율과 요구 사양에 너무 의존하여 시장이 작고 조각화되어 가치가 없기 때문입니다. 후에. 이 성능이 필요할 때는 상업적으로 얻을 수있는 블록으로 구축하는 것이 좋습니다.

다음은 601 페이지의 시작 부분 인 IEEE Transactions on Communications, Vol 44, No.5, 1996 년 5 월, 논문의 앞 부분과 기울기 증폭 단계 수를 변경했을 때 어떤 성능을 얻을 수 있는지를 요약 한 표와 게인입니다. 단계의 분포. 표 3에서 1e6 기울기 증폭을 원하는 특정 사례의 경우 성능이 3 단계 이상으로 계속 향상되는 반면, 대부분의 개선은 이미 3 단계로 이루어 졌다는 것을 알 수 있습니다.

오프셋이 매우 낮은 연산 증폭기 (예 : TLC2652)는 원하는 대역폭 (약 2MHz)에 비해 너무 낮은 대역폭을 가지므로 실제로 사과와 사과를 비교해야합니다. 또한 해당 장치의 데이터 시트에 지정되지 않은 것은 입력 오프셋 전압이 공통 모드 입력 전압에 따라 어떻게 변하는 지에 대한 것입니다. 비교기의 경우, 큰 공통 모드 오프셋이 예상되고 종종 더 이상 최적의 신호 조건에서 연산 증폭기의 오프셋 전압이 지정됩니다.

또 다른 사실은 대부분의 비교기 회로는 히스테리시스를 사용하며 이는 출력 레일이 공급 레일에 의존하는 양의 피드백으로 인해 오프셋 전압에 대한 훌륭한 수치를 훨씬 능가한다는 것입니다.

그리고 여기 당신의 비교에 대한 주요 문제가 있습니다.

필터 매개 변수로 Vos를 선택한 후 TI 목록을 살펴보면 대역폭이 100MHz 이상인 첫 번째 op-amp는 OPA625입니다. 50ns에서 전체 스윙을 생성하는 250uV의 기대는 100MHz에서 AC 이득이 5 볼트 / 250uV = 20,000 또는 86dB 여야한다는 것을 의미합니다. 음, OPA625는 100MHz에서 0dB 미만의 개방 루프 이득을 갖습니다.

이것은 당신의 비교에 다시 결함이 있음을 의미합니다. 비교할 때는 현실적이어야합니다. 100MHz 연산 증폭기는 250uV의 차동 입력 전압 변화로 50ns에서 출력을 스위칭 할 수있는 비교기보다 수십 년 뒤 떨어진다.

회로를 설계 할 수 있습니다. 50 나노초의 응답을 원하므로 1 / 50nS 또는 20MHz 대역폭이 시작 BW입니다.

어떤 소음 층? FALSE TRIGGERS의 낮은 발생률을 위해서는 노이즈 전력이 신호 노이즈보다 10dB 약해야합니다 (0.1 % 비트 오류 발생). 총 통합 잡음은 250uV / 10dB 또는 250uV / 3.16 또는 80microVolts RMS 여야합니다. 20MHz BW에서.

잡음 밀도 (및 허용되는 Rnoise)를 찾기 위해 80uV를 sqrt (bW) 또는 80u / sqrt (20,000,000) 또는 80u / 4,500 또는 18 nanoVolts / rtHz로 나눕니다. 1Kohm이 4nanoVolts / rtHz 인 경우 20,000ohm의 Rnoise 값을 사용할 수 있습니다.

3 개의 차동 게인 스테이지가있는 RCA / Harris CA3011 광대역 증폭기를 제안합니다. 데이터 시트에 따르면 일반적으로 600 마이크로 볼트 입력으로 제한되며 제한된 / 사각 파 출력은 빠른 비교기를 구동하는 데 적합합니다. 데이터 시트에 따르면 노이즈 피겨는 4.5MHz에서 9dB이며 50 옴에서 1 : 2 입력 스텝 업 (공진기 PI)을 제공합니다.

불확실한 오프셋 전압에 대해