DC / DC 컨버터의 커패시터가 폭발하는 이유는 무엇입니까?


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커패시터가 끊어졌으며 원인이 무엇인지 잘 모르겠습니다. 확실히 과전압이 아니며 잘못된 편광이 아닙니다 . 시나리오를 소개하겠습니다 :

이 체계를 사용하여 이중 캐스케이드 부스트 컨버터를 설계했습니다.

캐스케이드 부스트 컨버터

Vout은 에서 얻을 수 있습니다. 여기서 D_ \ max 는 최대 듀티 사이클입니다.D 최대 Vout=Vin/(1Dmax)2Dmax

12V 의 입력 전압을 100V 출력 전압 으로 승압하고 싶습니다 . 내 부하는 100Ω 이므로 100W를 소비합니다. 손실이 없다고 생각하면 (나는 내가 이상 주의자임을 알고, 진정) 입력 전압 소스는 8.33A 를 제공 할 것이다

회로를 두 단계로 나눌 수 있습니다. 첫 번째 단계의 출력은 두 번째 단계의 입력입니다. 여기 내 문제가 온다 :

C1은 약 30V에 도달 할 때 전압이 상승합니다. C1은 350V 등급이며 22uF 전해 커패시터 (방사형) 10x12.5mm입니다. 나는 편광이 옳다는 것을 완전히 확신합니다.

두 번째 단계의 입력 전류는 (이 단계에서 30V로 100W를 유지하기 위해) 약 3.33A 여야합니다. 나는 현재가 더 높을 수도 있지만,이 목적을 위해 좋은 근사치입니다. 스위칭 주파수는 100Khz 입니다.

어떤 이유로 캡이 터져서 왜 그런지 모르겠습니다. 물론 이런 일이 발생하면 뚜껑 (죽음)이 뜨겁습니다.

ESR의 영향이 될 수 있습니까? 이 캡은 1kHz에서 0.15 손실 계수를 갖습니다. 따라서 (DF는 더 높은 주파수 일 경우 증가).|Xc|=1/(2pi100Khz22uF)=0.07234Ω
ESR=0.150.07234=0.01Ω

L2가 꽤 크므로 C1이 두 번째 스 태지 입력 전류 (3.33A)와 같은 일정한 전류를 전달할 것으로 예상되므로 ESR에서 소비되는 전력은 약3.33A20.01Ω=0.11W

너무 뜨겁고 폭발 할 수 있습니까? 나는 그것을 의심한다.…

추가 정보:

  • L1은 약 1mHy입니다
  • L2는 약 2mHy입니다
  • D1은 쇼트 키 45V 다이오드입니다
  • 나는 두 가지 다른 커패시터를 시도했다.
  • PCB 레이아웃으로 인해 캡의 전류 측정이 어려울 수 있습니다
  • 첫 번째 MOSFET과 두 번째 MOSFET에는 모두 작은 스 너버 RC 네트워크가 있습니다. C1에서 문제가 발생할 수 있다고 생각하지 않습니다.

나는 당신의 아이디어를 기다리고 있습니다!

EDIT n ° 1 = L1은 꽤 크고 리플은 정격 입력 전류 (100W / 12V = 8.33A)의 1 %에 불과하므로 que는 스테이지 1의 입력에서 거의 일정한 전류와 같다고 가정 할 수 있습니다. 인덕터 전류 리플이 5 % 미만이면 정전류라고 생각할 수 있습니다. MOSFET 1이 켜지면 약 8.33A가 통과하지만 꺼지면 그 전류 ( "실제로 일정하다"고 함)는 D1을 통과합니다. 커패시터의 전류는 라고 말할 수 있습니다 . 그런 다음 C1의 피크 전류는 정도 여야합니다 . 꽤 최신! 그것은 낭비 것 ...하지만 외모 적혈구 침강 속도에서 소모하지 너무 많은 전력을.ID1IL28.33A3.33A=5A5A20.01Ω=0.25W

누군가가 말했듯이, 캡의 내부 인덕턴스도 고려할 수 있지만 전력 소비의 원인이 아닐 것이라고 생각합니다 (인덕터는 에너지를 저장하지만 열로 만들지는 않습니다) 어쨌든 위의 계산에도 불구하고 매우 단순화되었고 약간 더 높은 전력이 소비 될 수 있습니다. 나는 그것이 끓고 폭발하기에 충분한 지 여전히 궁금합니다!


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파형은 어떻게 생겼습니까?
W5VO

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오실로스코프로 커패시터 양단의 전압을 조사 했습니까? 일반 미터로는 볼 수없는 인덕터로 인해 큰 전압 스파이크가 발생하고 있습니다.
DerStrom8

@ W5VO 당신은 20초 = P에 의해 그것에 나를 이길
DerStrom8

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글쎄, 당신은 그것이 전압이나 극성이 아니라는 절대적인 증거를 가지고 있기 때문에, 남은 유일한 것은 리플 전류입니다.
gbarry 2012 년

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대략 10V를 100V로 전환하고 있습니다 (다이오드 및 기타 손실 포함). (1-D) ^ 2 = 0.1 => D = 0.68. L1 방전주기는 (1-D) = 0.32이므로 D1에서 C1까지의 전류는 0A와 3.3 / 0.32 = 10A 사이에서 번갈아 나타납니다. 나는 전형적인 22uF 350V 알루미늄 캡의 리플 전류 정격을 찾았으며 0.35A입니다.
rioraxe

답변:


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C1의 피크 리플 전류는 약 I (out) / D이며 여기서 D = 듀티 사이클입니다. 듀티 사이클이 30V 출력에서 ​​50 %라면 C1의 리플은 3.3 / 0.5 = 6.6A입니다. 듀티 사이클이 감소함에 따라 이는 더 나빠집니다. 듀티 사이클이 10 % = 0.1이면 전류 피크는 33A입니다.

그런 다음 ESR 값을 사용하면 소비되는 전력이 약 0.4W로, 이전에 계산 한 것보다 훨씬 높습니다.

Mouser 에서 160V 커패시터를 살펴보면 (Al Electrolytics를 사용한다고 가정합니다) 필요한 피크 전류를 유지할 있는 일반적으로 사용 가능한 것은 없습니다.

TI의 Webench 를 사용 하여 설계 작업을 수행 한 다음 선택한 구성 요소를 살펴 보는 것이 좋습니다 . 매우 낮은 ESR 커패시터를 사용하고 병렬로 2 개 또는 3 개가있는 많은 설계를 알 수 있습니다. 예를 들어 설계에서 Panasonic 폴리머 캡을 자주 사용 하며 매우 높은 주파수에서 리플 전류 정격이 매우 높습니다.


안녕하세요, EDIT n ° 1을 확인하십시오. 우리는 계산에서 약간 다르지만 같은 것을 목표로하고 있습니다. 그건 그렇고, 당신은 " 듀티 사이클이 감소함에 따라 이것은 더 나 빠진다 "고 말했지만 위의 공식은 그 반대입니다.
KenshinARG

당신의 권리 .. 그것은 1-D가 아니라 대략적인 D입니다.
Jack Creasey

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커패시터는 100kHz 펄스에 비해 너무 큰 내부 인덕턴스를 가질 수 있습니다. 오실로스코프에 전압 제한이 초과되지 않았 음을 나타낼 때까지 일부 작은 무전 해 커패시터를 병렬로 연결해야합니다.

BTW. 피트가 꺼지 자마자 전류가 인덕터에서 펄스로 급등합니다. 전류 펄스의 시작은 피트가 얼마나 빨리 꺼질 수 있는가만큼 날카 로워집니다. 스위칭 주파수가 100kHz 인 경우 커패시터는 실제로 몇 MHz를 올바르게 처리해야합니다. 참고 : SMPS 응용 제품을위한 낮은 인덕턴스 전해질이 개발되었지만 일반 모델과 같은 돈이 아닌 실제 비용이 발생합니다.

늦은 추가 : 모든 출력 전력은 처음에 커패시터에 저장되며 입력에서 출력으로 직접 연결되지 않습니다. 여러 인접 주석에서 제안한 바와 같이-커패시터의 투명한 소실로 인해 약간의 비등이 발생할 수 있습니다. 인덕턴스는 내부 플레이트 롤의 가장 가까운 끝에 더 많이 국한되도록합니다.


좋은 관찰. 내부 인덕턴스가 열의 원인 일 수 있습니까? 이론적으로 그렇게해서는 안됩니다 ...
KenshinARG

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리플 전류에 의해 생성 된 전력에 베팅했습니다. 커패시터에는 ESR이 있습니다. 당신의 크기의 펄스 전류는 10 와트처럼 아주 쉽게 떠날 수 있습니다. 따라서 ... 가능한 가장 낮은 ESR / ESL로 여러 개를 병렬로 연결하십시오


내 계획은 현재 여러 개의 병렬 폴리 에스테르 필름 커패시터를 사용하고 있는데, ESR이 낮고 수십 개의 세라믹 캡을 피하면서 필요한 전압을 견딜 수 있다고 생각합니다. 당신은 어떻게 생각하십니까?
KenshinARG

왜 도자기를 피해야하는지 모르겠습니다. 한 번 100 세라믹 캡 어레이를 사용했는데 완벽했습니다. 다른 응용 프로그램이지만 여전히 ..
Gregory Kornblum

그건 그렇고, SMT 세라믹 캡의 가장 좋은 점은 4 층까지 쌓을 수 있다는 것입니다.
Gregory Kornblum

어레이의 비용과 크기 때문에이 설계는 더 큰 변환기의 프로토 타입입니다. 너무 많이 필요합니다. 폴리 에스터와 함께 사용할 수 없으면 끝내겠습니다!
KenshinARG

내 전략은 일반적으로 다음 단계에서 최고의 성능 옵션과 optimeze를 취하는 것입니다. 당신의 장소에서 나는 도자기, 또는 두 가지 옵션으로 시작할 것입니다.
Gregory Kornblum

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Cap                       Max ESR Ω   Max RMS ripple     
(uF)   VDC  PART #        120Hz      (mA) 120Hz,105C  DxL (mm)
---    ---- ------------  ---------  ----------       ---------
22     160  226CKE160MLN  11.3094     92              10x12.5

C * ESR = Ts = 22uF * 11.3 Ω = 250us, f (bw) = 0.35 / Ts = 5.6kHz로, 최대 충전 전압을 처리하고 도달 할 수있는 가장 빠른 충전 속도입니다.

f 스위치 = 100kHz PWM 변수 D 따라서 100kHz는 에서만 손실 저항으로 나타납니다. 손실과 의 정격 리플 전류에서이 장치는 105C의 최대 온도에서 1.03W 만 처리 할 수 ​​있습니다. 실온 20C 이상에서 85C 상승.Pc=I2ESR

이제 22uF 캡을 선택하려면 App Note 권장 사항을 따르고 범용 전해 (GP e-cap)가 아닌 낮은 ESR 캡을 선택하십시오

그들이 학교에서 당신에게 말하지 않은 것은 (그리고 나는이 사이트에서 여러 번 댓글을 달았습니다) GP e-cap은 ESR * C> = 100 us이지만 낮은 ESR 모자 <10us 및 최상의 경우 <1us입니다. 스위치 기간 <10us를 선택할 때 필요한 것입니다.

이제 Digikey 또는 Mouser 데이터베이스를 ESR로 정렬하거나 다른 방법으로 초저 ESR을 검색하는 것은 어렵지 않습니다. 또한 폭발 할 때 독성 물질 노출에 대한 e-cap의 MSDS 데이터 시트를 읽을 수도 있습니다.

앱 노트는 인덕터 선택에서

인덕터 리플 전류에 대한 올바른 추정은 출력 전류의 20 % ~ 40 %입니다.

E- 캡은 여러 가지 방법으로 등급이 지정됩니다. DF @ 120Hz (작은 라인 브리지 정류기 사용) 최대 리플 전류 ESR (일반)은 10 년 후에 노화되지 않습니다!

캡은 일반적으로 전류 펄스를 덤핑하여 충전 한 다음 펄스 사이에서 천천히 방전되므로 듀티 사이클은 피크 / 평균 전류의 비율을 결정합니다. 리플 전압이 10 %이면 pk / avg 전류 비율은 10/1입니다. 에너지 소산이 각 펄스의 전력 소산 인 경우 펄스 반복률을 곱합니다. 100kHz에서 100Hz 및 1000x 악화로 문제 없음.

따라서 App Note ...의 미묘한 조언을 이해하지 못한 결과는 중국의 폭죽입니다.

문제가되었던 의견에 대한 OP의 언급


이 주파수로 저 ESR 커패시터를 선택했을 것입니다. 나는 시간 상수에서 당신의 관점을 좋아하지만 ESR이 주파수에 따라 감소한다고 두려워합니다. Murata의이 그래프는 주파수에 따른 ESR 곡선 의존성을 보여줍니다 . 나는 ESL을 고려하지 않았지만 (그렇지 않다) ESR을 추정하기 위해이 방법을 사용하면 120Hz에서 9Ω을 얻을 수 있습니다. 나는 ESR이 폭발하고 있다고 생각하지만 11.3 11.는 여기에 적용되지 않는다고 생각합니다.
KenshinARG

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@KenshinARG 참고 ESR에 대한 Murata 곡선은 직렬 공진 이상으로 만 상승합니다. 항상 다른 유형의 캡에 대해 ESR C 시간 상수를 기억하거나 다른 링크를 읽으십시오
Tony Stewart Sunnyskyguy EE75

120Hz에서 제공되는 ESR 및 리플 전류를 사용하여 커패시터의 열 소산 기능을 계산하는 방법에 대해 잘 알고 있다고 생각합니다. 1.03W를 어떻게 계산 했습니까?
KenshinARG

spec I ripple ^ 2 * ESR = Pc .. 유전체가 열 절연체이기 때문에이 크기의 1 와트는 크다
Tony Stewart Sunnyskyguy EE75

그들이 0.1us 0.01 세라믹 가족에 따라 범위 = T 주위에있는 제안대로 X5R 같은 낮은 ESR 세라믹 캡 E-모자 션트합니다
토니 스튜어트 Sunnyskyguy EE75
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