벅 (강압) 스위칭 레귤레이터에 인덕터와 다이오드가 필요한 이유는 무엇입니까?

따라서 최소한 기본 수준에서 벅과 부스트 모두의 컨버터 전환 작동 방법을 이해합니다. 그러나 나를 곤경에 빠뜨리는 것은 특히 벅 컨버터가 더 간단하지 않은 이유입니다.

벅 컨버터를 커패시터를 충전하는 스위치로 구성하고 출력 전압을 기준과 비교하는 비교기로 제어되는 스위치를 사용하는 것이 어떻습니까? 훨씬 간단하지 않습니까? 인덕터 대신 더 쉽고 저렴한 가용 커패시터를 사용하고 다이오드를 완전히 건너 뛸 수 있습니까?

벅 컨버터는 부스트 컨버터만큼 간단합니다. 실제로 스위치가 제어 스위치 (또는 동기식 변환기 인 경우)로 작동 할 스위치 (둘 중 하나)를 자유롭게 선택할 수 있다면 그것들은 정확히 동일한 회로입니다.

두 번째 단락과 관련하여 그렇게하면 손실이 발생합니다. 인덕터 기반 스위치 레귤레이터보다 선형 레귤레이터보다 훨씬 더. 초기 전압이 전압 소스와 같지 않은 커패시터에 전압 소스를 연결할 때마다 불가피하게 에너지를 낭비합니다. 명백한 저항이 보이지 않더라도 실제로는 저항이 있으며, 아무리 작아도 동일한 양의 에너지를 낭비합니다. 여기를 참조 하십시오 .

차지 펌프는 원하는대로 작동하지만 인덕터 기반 스위치 레귤레이터보다 효율이 떨어집니다.

따라서 이는 인덕터 기반 스위치 레귤레이터의 복잡성을 추가로 복잡하게 만드는 이유입니다.

더보기 : 벅 및 부스트 컨버터가 존재하는 이유에 대한 직관적 인 정보를 제공하려면이 그림을 참조하십시오.

비슷하지 않은 두 전압원 사이 또는 유사하지 않은 두 전류원 사이에서 에너지를 이동하려고하면 피할 수없는 손실이 발생합니다. 다른 한편으로는, 당신은없이 에너지 (심지어 방법에 약간의 전압 또는 전류 스케일링을하는)를 이동할 수 있는 당신이 전류 소스에 전압 소스를 연결하는 경우, 손실. 대부분의 전류원과 유사한 수동적 인 물리적 요소는 인덕터입니다. 이것이 바로 인덕터 기반 스위치 레귤레이터가 존재하는 이유입니다.

차지 펌프는 왼쪽 열에 있습니다. 이론상 최대 효율은 100 %보다 낮습니다 (실제 효율은 전압의 차이와 정전 용량에 따라 다릅니다). 인덕터 기반 스위치 레귤레이터는 오른쪽 열에 있습니다. 이들의 이론적 최대 효율은 100 % (!).

설명하는 문제가 최신입니다. 벅 컨버터에서는 다른 5A가 다이오드를 통해 출력에 도달하기 때문에 5A만으로 평균 10A를 얻을 수 있습니다. 그리고 유도 킥 때문에 다이오드는 앞으로 만 바이어스됩니다. 인덕터와 다이오드가 없으면 전류가 출력으로 흐를 수있는 경로는 단 하나 뿐이며 입력에서 바로 나옵니다. 해당 토폴로지에서 평균 출력 전류가 10A 인 경우 평균 입력 전류도 10A 여야합니다. 입력에서 출력으로 전압이 손실되면 전류는 그대로 유지되지만 손실 된 에너지는 열로 소산됩니다. 이것은 처음에 선형 레귤레이터 대신 스위칭 레귤레이터를 사용한다는 목적을 상실합니다.

또한, 서로 다른 전압에서 두 개의 캡을 가져와 단순히 그 사이의 스위치를 닫으면 순간 전류가 매우 커질 것입니다. 각 캡을 직렬 저항으로 완벽한 전압 공급 장치 인 Thevenin 소스로 모델링하십시오. 두 완벽한 소스 사이의 경로 저항은 스위칭 장치의 온 스테이트 저항과 두 캡의 ESR이됩니다. 캡의 ESR은 아마도 1mOhm 정도일 것입니다. 트랜지스터의 온 상태 저항은 다를 수 있지만 아마도 100mOhm 이하일 것입니다. 따라서 입력과 출력 사이에 10V의 차이가있는 경우 스위치를 켤 때의 순간 입력 / 스위치 전류는 100A 이상이며 아마도 수천 암페어가 될 것입니다.

물론 출력 부하와 비교 루프의 견고성에 따라 이러한 스파이크 만 자주 발생합니다. 나머지 시간 동안 입력 / 스위치 전류는 0입니다. 따라서 평균 1A를 당기고 있지만 입력이 보는 것은 0.1 % 듀티 사이클에서 1000A 스파이크입니다. 이와 같은 정기적 인 큰 전류 스파이크는 적절한 융합 문제를 일으킬 것입니다. 이런 종류의 파동의 RMS 전류는 평균 전류의 18 배와 비슷합니다. 또한 더 강력한 스위치가 필요합니다.이 스위치는 순간 전류가 높을 때 포화되지 않습니다. 그 배열이 미치게 될 전자기 소음에 대해 아무 말도하지 마십시오!

트랜지스터를 아날로그 모드로 유지하고 게이트 전압을 조정하면 드레인 소스 저항이 원하는 전압으로 출력 캡을 유지할 수 있습니다. 그리고 거기에는 선형 레귤레이터가 있습니다.

Nick-인덕터 컨버터 토론을 다른 사람들에게 크게 맡기겠습니다.

벅 컨버터를 커패시터를 충전하는 스위치로 구성하고 출력 전압을 기준과 비교하는 비교기로 제어되는 스위치를 사용하는 것이 어떻습니까? 훨씬 간단하지 않습니까? 인덕터 대신 더 쉽고 저렴한 가용 커패시터를 사용하고 다이오드를 완전히 건너 뛸 수 있습니까?

매우 특별한 방법을 사용하면 에너지를 한 전압 레벨에서 다른 전압 레벨로 효율적으로 변환하는 커패시터 컨버터를 만들 수 있습니다. 그러나 단순한 방법은 나쁘게 실패합니다. 하나의 커패시터에서 동일한 커패시터의 다른 커패시터로 전하를 덤핑하여 전압을 반으로 줄인 단일 스테이지 커패시터 변환기는 이론적 효율이 50 %이고 이론적 인 이론 이하의 이론 효율을 갖는다. 이것은 '물리 법칙'의 간단한 적용 때문입니다. 불행한 현실은 좋은 효율을 달성하기위한 요구 사항이 커패시터 기반 컨버터보다 인덕터베이스 컨버터로 훨씬 쉽게 충족된다는 것입니다.

이 간단한 생각 실험을 시도하십시오.
동일한 커패시턴스의 두 커패시터 C1 및 C2를 사용하십시오.
C1을 충전하여 10V를 말합니다.
충전 및 커패시턴스와 관련된 기본 공식은 V = kQ / C입니다.
여기서 V는 커패시터 전압, k는 상수, Q는 충전 및 C = 커패시턴스입니다. 이제 C2를 C1에 연결하십시오.
C1의 청구 금액이 이제 C1과 C2간에 균등하게 공유됩니다.
따라서 각 커패시터의 전압은 5V입니다. 각각의 전하가 원래의 절반이거나 용량이 두 배로 증가했기 때문에 동일한 것을 보는 두 가지 방법이 있습니다.

여태까지는 그런대로 잘됐다.

커패시터의 BUT 에너지는 0.5 x C x V ^ 2입니다.

초기에 E = 0.5 x C x 10 ^ 2 = 50C 에너지 단위 이상.
캡당 2 개의 커패시터 에너지 = 0.5 x C x 5 ^ 2 또는 2 개의 캡
에너지 = 2 x 0.5 x C x 5 ^ 2 = 25C ​​에너지 단위를 결합한 후 .
오 얘야! :-(.
두 커패시터를 결합하고 전하를 공유하게함으로써
에너지를 거의
얻지 못했습니다 ! 프로세스에서 에너지의 절반이 손실되었습니다! 전압이 절반으로 줄어드는 경우 에너지 절반을 잃는 것이 가장 좋습니다. 최소 손실 에너지 결과는 에너지를 전달하기 위해 큰 저항 값을 사용하거나 와이어 조각과 같은 매우 낮은 값 저항을 사용하는 것과 동일합니다. 후자의 경우 매우 높은 전류를 얻습니다.

"명백한"해결책은 커패시터를 서로 충전하고 병렬로 배치하여 방전되도록 "캐패시터를 서로 세우는 것"입니다. 작동합니다! 한주기 동안. 이론적 효율 = 100 %. 실제로이 작업을 수행하려면 복잡성과 손실이있는 2x 이상의 전환 스위치가 필요하며 2 : 1 비율에서만 작동합니다. 더 나쁜 것은, 부하로 캡 전압을 낮추어 다음 사이클에서 다시 충전해야하는 경우, 재충전이 이전과 동일한 저항 손실을 갖는 것을 알 수 있습니다. 전원을 끄지 않는 경우에만 100 % 이론적 효율을 얻습니다.
일종의 해결책은 커패시터 전압이 매우 소량 만 떨어지고 소량 만 재충전되는 것입니다. 이렇게하면 효율이 100 %에 가까워 질 수 있지만 부하 전류 당 큰 캡이 필요합니다 (대부분의 용량은 전압을 안정적으로 유지하는 데 사용됨). 그러나 여전히 2 : 1의 변환 비율 만 있습니다. 다른 비율을 달성 할 수 있지만 성 가시고 복잡하고 비싸며 대부분의 경우 인덕터를 사용하는 것보다 이점이 거의 없습니다. 매우 전문적인 변환기는 이런 식으로 작동하지만 드물다. 2 : 1, 3 : 1, 4 : 1과 같은 고정 된 비율로 컨버터 IC를 구매 또는 다운 할 수 있지만 일반적으로 저전력, 부하가있는 Vout 처짐 (Zout이 높음)이 우수하며 일반적으로 열등합니다 여러 가지 방법으로 인덕터 기반 변환기에.

그렇기 때문에 일반적으로 전압 강압에 사용되는 간단하고 저렴하고 쉬운 벅 컨버터를 볼 수 있습니다. 실제 변환기는 1 x L, 1 x D, 1 x 스위치 (MOSFET 등)를 사용하고 나머지는 "접착제"또는 개선입니다. 컨트롤러도 매우 간단 할 수 있습니다.

커패시터의 전압을 일정하게 유지하는 것은 불가능합니다. 스위치를 닫을 때마다 전압 (어떤 전압?)이 덤프되고 높은 전류 피크로 인해 전압이 상승합니다. 커패시터도 마음에 들지 않습니다. 그리고 스위칭에서 많은 에너지 를 잃게됩니다 .

스위처에서 코일은 커패시터를 충전하는 전류가 부드럽게 상승하고 평균적으로 부하 전류를 따르도록 만듭니다. 스위치가 열릴 때 다이오드가 필요합니다. 그 순간 코일은 에너지가 어딘가로 가야하는 자기장을 형성했습니다. 다이오드는 코일의 전류가 계속 흐르도록 루프를 닫습니다.

고급 스위칭 장치 덕분에 오늘날 벅 컨버터는 작동 이론에서 제시하는 것보다 훨씬 간단하게 구축 할 수 있습니다. 또한 커패시터를 켜고 끄는 것만으로는 불가능한 최대 95 %의 효율을 달성 할 수 있습니다.

다이오드의 필요성을 이해하는 가장 간단한 방법은 전자가 공급을 통과 할 때마다 전자가 부하를 통과 할 수있는 횟수를 생각하는 것입니다. 다이오드가없는 경우 부하를 통과하는 모든 전자는 부하를 다시 방문하기 전에 전원 공급 장치를 다시 통과해야합니다. 다이오드를 추가하면 일부 전자가 부하를 방문하고 다이오드를 통과하며 전원 공급 장치를 다시 방문하지 않고도 부하를 다시 방문 할 수 있습니다. 코일을 통과하지 않고 다이오드에 도달하는 전자가 없으면 다이오드를 통과하여 다시 부하를 방문하기에 충분한 에너지가 없기 때문에 코일이 필요합니다. 코일은 공급 장치에서 새로 나오는 전자의 과도한 에너지를 흡수 한 다음 재순환 된 전자에 공급합니다.

직렬로 저항 하나, Rs 및 저항, RL 및 부하 션트를 공통으로 사용하여 DC 전압을 스텝 다운 할 수 있지만 직렬 Rs에서 전력 손실 = V * I 인 경우 비효율적이라는 것을 알고 있습니다.

YOu는 스위치 저항 비율로 단계적으로 내려갈 수 있으며 (직접 제안한대로) 직렬 저항은 듀티 사이클 및 스위치 유효 직렬 저항 (ESR)의 함수입니다.

따라서 Rs = ESR / T {여기서 T는 ON 시간 / T = 0에서 1 사이의 사이클 시간입니다}

이제 부하는 전압을 안정화하기 위해 커패시턴스가 필요하고 아마도 제너가 활성화되어 직렬 저항에 여전히 손실이 있습니다. 10 : 1 비율을 고려하면 전류는 10 배 높지만 시간의 1/10이므로 P = V * I * T이므로 전력 손실은 선형 레귤레이터와 동일합니다. 말이 되나요?

이 인덕터는 전압을 낮추면서 정전류를 제공합니다. 클럭 다운 AC 신호는 스텝 다운 장치로서 전류가 크게 반응하지 않고 위상이 다르기 때문에 훨씬 효율적입니다. 말이 되나요? 반응성 임피던스를 부하보다 훨씬 낮게 만들면 더욱 효율적이 될 수 있습니다. TH는 스위칭 속도와 인덕턴스 값을 증가시키는 것을 의미합니다. 그러나 페라이트 포화는 실제 전류 제한에 도달하며 훨씬 더 큰 전류를 위해 에어 갭 페라이트 를 사용하는 것이 중요합니다 .