이 PNP 트랜지스터가 왜 트리거되지 않습니까?

아래 회로는 MCU_LS12의 MCU에서 3.3V 신호를 가져와 12V 하이 사이드 신호를 출력해야합니다.

출력은 항상 12V입니다. 스코핑에서 출력 트랜지스터에 대한베이스는 "충분한"접지로 끌어 당겨지지 않습니다. 12V로 이동 한 다음 11.5V로만 이동하십시오.

내가 무엇을 놓치고 있습니까? LS12의 입력 신호는 MCU에서 3.3V이며 테스트를 위해 50 % 구형파를 보냅니다. Q6가 Q8을베이스로 떨어 뜨리지 않는 이유는 무엇입니까? 무엇을 바꿀 수 있습니까? 분배기입니까?

EESE 편집기를 사용하여 회로도를 작성해 봅시다 (완료해야합니다).

^{이 회로 시뮬레이션 – CircuitLab을 사용하여 작성된 회로도}

나는 당신이 잘못 유선 당신을 수집합니다 . 앤디가 지적했듯이, 정상적인 PNP는 반대로해도 PNP 트랜지스터의 역할을 할 수 있습니다. 그러나 일반적으로 β 가 훨씬 더 나쁘다 (BJT에서 물건이 도핑되고 물리적으로 구축되는 방식으로 인해).$Q_8$$\beta$

그러나 Andy가 놓친 것 [MJD127G ( 데이터 시트 )을 사용하고 있다고 진지하게 생각할 수 있다고 가정 ]), 이것은 Darlington입니다 !! 당신은 그것들을 바꾸지 않고 많이 기대합니다. 그것들을 올바르게 배치해야합니다!

R L O A D = 200을 사용했다고 언급 했으므로 , 나는 그것으로 갈 것이다. 이것은 단순한 I C 8 = 60을 의미합니다.$R_{LOAD}=200\:\Omega$ . 데이터 시트의 중요한 차트는 다음과 같습니다.$I_{C_8}=60\:\textrm{mA}$

이 전류에서 mV . 따라서 당신은 진지하게 11 보다 더 나은 것을 기대할 수 없습니다$V_{CE_{SAT}}\approx 800\:\textrm{mV}$ 전체 R L O D . 이제까지. 그것에 대해 계획해야합니다. 그리고 컬렉터 전류가 크게 증가하면 더 적습니다.$11\:\textrm{V}$$R_{LOAD}$

채도에 을 사용합니다 ! 꽤 중요합니다. 그러나 이것은 달링턴입니다. 그래서 그것은 예상됩니다. 부하 전류가 실제로 60에 불과한 경우$\beta=250$ 다음 기본 전류는$60\:\textrm{mA}$ .$250\:\mu\textrm{A}$

이제 Darlington을 사용하고 있음이 분명합니다 ! 뭐?? 아 그 것은 I C = 10 에서 최소 β = $Q_6$ $\beta=5000$ ! 제정신 이세요? 이 이미 터 팔로워 구성에서 Q 6에 필요한 기본 전류는$I_C=10\:\textrm{mA}$$Q_6$ (이러한 저 전류에서 β가 보유하고있다고 가정(아마도 아닐 수 있음)) 어쨌든 Q 6 에 대해 언급 할 기본 전류가 없습니다.$50\:\textrm{nA}$$\beta$$Q_6$

의 값은 무엇 입니까? 그것은이다 R (22) = $R_{22}$ . 그러나$R_{22}=\frac{3.3\:\textrm{V}-1\:\textrm{V}}{250\:\mu\textrm{A}}=9200\:\Omega$ 위한 R 25 , 내가 사용하는 거라고$50\:\mu\textrm{A}$$R_{25}$ . R 25 의 값은최대 50을 소싱해야합니다.$7.2\:\textrm{k}\Omega$$R_{25}$ 이므로$50\:\mu\textrm{A}$ . (나는 그것을 더 크게 만들고 싶었다. 그러나 도대체. 이것에 충실하라.) 다시, R 22 = $22\:\textrm{k}\Omega$ .$R_{22}=\frac{3.3\:\textrm{V}-1\:\textrm{V}}{250\:\mu\textrm{A}+50\:\mu\textrm{A}}\approx 7.2\:\textrm{k}\:\Omega$

^{이 회로를 시뮬레이션}

부하를 늘리면 계산을 수행하십시오.

왜 달링턴을 사용하고 있습니까? 아 이제 하중이 3 이상으로 상승 할 수 있다고 언급했습니다.. 그래서 말이됩니다.$3\:\textrm{A}$

이런 종류의로드를 위해 다시 실행 해 봅시다 :

^{이 회로를 시뮬레이션}

달링턴은 더 많은 전압을 떨어 뜨릴 것이며 이제 상당한 양의 전력을 소비 할 것입니다. 실제로, 그것은 당신이 적용 감히보다 더 소산됩니다! 내열성과 최대 작동 온도를 살펴보십시오! 보드 자체에서 더 특별한 소산을하지 않으면 더 잘 소멸한다고 가정하면 약 1.5 이상 소산 할 수 없습니다해당 장치의$1.5\:\textrm{W}$

따라서 모든 숫자가 "반-괜찮아"문제를 해결하는 동안 몇 가지 문제가 있습니다.

1. 달링턴의 손실은 단순히 몇 배나 높습니다.
2. 당신은 약 를 잃을 것입니다$1.5\:\textrm{V}$$10.5\:\textrm{V}$

그 외에는 괜찮아 보입니다.

소산에 대처해야합니다. 이것은 MOSFET이 꽤 좋아 보이기 시작하는 경우 중 하나입니다.

$V_{BE}$$\approx 0.7V$$3.3V-0.7V=2.6V$$V_{CE}$

이미 터에서 R22를 제거하고 Q6베이스와 직렬로 연결하여 Q6이 켜지도록 적절한 바이어스를 설정하십시오. 이 수정 된 회로도를 통해 Q6은 스위치 역할을하며 Q8베이스를지면에 매우 가깝게 끌어 올릴 수 있습니다 (단, 정확한 포화 전압은 없습니다)$V_{CE(sat)}$

참고로, 이미 터에 R22가 있으면 Q6은 정전류 소스로 작동하며 출력 전류는 $I_C \approx I_E = \frac{V_B \;-\;0.7V}{R22} = \frac{3.3V \;-\;0.7V}{220\Omega}\approx 12mA$

문제는 회로가 12V 레일쪽으로 전압 헤드 룸이있는 한 전류원으로 작동한다는 것입니다. 회로에서 Q8의 BE 접합과 병렬로 12mA를 R25 (2.2kΩ)로 강제합니다 (Q8을 올바르게 연결한다고 가정하면 회로에서 C와 E를 교체합니다).

$\frac{0.7V}{2.2k\Omega}\approx 0.31mA << 12mA$

베이스의 12mA 전류는 출력 트랜지스터를 포화시키고 턴온 스위치 (필요한 것)로 작동하기에 충분합니다. 그러나 "드라이버"트랜지스터 Q6은 스위치처럼 작동하지 않고 (스위칭 가능) 전류 소스로 작동하기 때문에 예상대로베이스를 접지로 끌어 당기지 않습니다.

나는 PNP 트랜지스터 (Q8)가 포화시 약간 더 낮은 Vce를 달성하기 위해 이미 터 및 컬렉터와 의도적으로 연결되어 있다고 가정합니다. 이 기술은 현재 사용되고 있지만 역 이미 터-베이스 전압 고장에 잠재적 인 문제가 있으므로 의도적 인 경우 수학을 수행하십시오. 그렇지 않은 경우 계속 읽으십시오.

출력은 항상 12V입니다.

부하가없고 고 임피던스 미터를 사용하고 Q8을 통해 약간의 누설 전류가 주어지면 출력이 최대 12V까지 가볍게 당겨지는 경향이 있으며 이것이 여러분이 볼 수있는 것입니다.

스코핑에서 출력 트랜지스터에 대한베이스는 "충분한"접지로 끌어 당겨지지 않습니다. 12V로 이동 한 다음 11.5V로만 이동하십시오.

12 볼트와베이스 간의 접합은 순방향 전도 다이오드이며 적당한베이스 전류의 경우 0.4 볼트와 0.7 볼트 사이에서만 떨어질 가능성이 있습니다. 이것은 문제가되지 않습니다. 기본 전류는 Q6베이스의 3.3V로 설정됩니다. Q6 이미 터에서 약 2.7V를 "입력"하고 약 12mA의 전류를 R22를 통해 흐르게합니다.이 전류는 크게 Q8의베이스를 통과합니다 ( 켜려면 약 10mA).

내가 무엇을 놓치고 있습니까?

출력 부하 및 잘못된 배선 수집기 및 이미 터 외에는 별다른 것이 없습니다.

설명 1) BJT 트랜지스터를 스위치 (앰프 아님)로 사용하는 경우 이미 터와 전원 사이에 회로 요소가없는 상태에서 이미 터를 전원에 직접 연결하십시오. NPN 트랜지스터의 경우 이미 터를 NEGATIVE 파워 레일 (예 : GROUND)에 직접 연결하고 PNP 트랜지스터의 경우 이미 터를 POSITIVE 파워 레일 (예 : 12V_IGN_ON, 전원이라고 가정합니다)에 직접 연결하십시오. 콜렉터를 ON | OFF중인 부하에 연결하십시오. 유사하게, MOSFET 스위치의 경우 MOSFET의 SOURCE 핀을 전원에 직접 연결하십시오. N-MOS의 SOURCE는 NEGATIVE 전원에; POSITIVE 전원에 대한 P-MOS의 소스. 드레인을 부하에 연결하십시오.]

설명 2) 달링턴 쌍의 출력 트랜지스터는 포화되지 않습니다 (완전히 ON). 채도에 접근하지만 절대 채도를 달성하지는 않습니다. 이를 염두에두고 사용중인 달링턴 트랜지스터는 포화 상태에서 작동하는 "표준"BJT 트랜지스터보다 더 많은 전력을 소비 (폐기)하고 훨씬 더 뜨겁습니다. 따라서 Darlington 쌍을 사용할 때 부하에 전달할 수있는 전력이 줄어 듭니다. TL; DR : 컷오프 (OFF)와 채도 (ON) 사이를 전환해야하는 스위칭 회로에는 Darlington 쌍 트랜지스터를 사용하지 마십시오.

의견 3) IMO, BJT 스위칭 회로 설계시 전류 계산 작업이 가장 쉽습니다. 출력 부하가 최대 100mA의 전류를 소비한다고 가정합니다. Darlington 트랜지스터 Q8을 포화 베타가 10 인 소 신호 PNP BJT (예 : 2N3906)로 교체한다고 가정 해 봅시다 (데이터 시트 참조). 우리가 사용하는 첫 번째 근사 계산을 위해

Q8_IC_sat = Q8_Beta_sat * Q8_IB_sat

따라서,

=> IB_sat = IC_sat / Beta_sat
= (-100 mA) / (10)
=> IB_sat = -10 mA

따라서 Q8베이스를 빠져 나가는 전류는 10mA 이상이어야합니다. 이베이스 전류 는 Q6 콜렉터와 Q8베이스 사이에 직렬로 연결된 적절한 값의 전류 제한 저항 R_X 를 통해 "프로그래밍"됩니다 . (nb 저항 R22 및 R25 제거)

R_X = ((12V_IGN_ON) - (Q8_VBE(SAT) @ Q8_IC=100mA) - (Q6_VCE(SAT) @ Q6_IC=10mA)) / 10mA

Q6을 NPN BJT로 교체하십시오 (예 : 소 신호 2N2222A). 이제 목표는 마이크로 컨트롤러의 디지털 출력 핀이 로직 HIGH 출력을 생성하도록 프로그래밍 된 경우 Q6을 포화시키는 것입니다. 다시 한번, 2N2222A의 데이터 시트를 보면 포화 베타가 10이라는 것을 알 수 있습니다. 따라서 필요한 전류는 마이크로 컨트롤러의 디지털 출력 핀에서 Q6의베이스로 흐릅니다.

Q6_IB_sat = Q6_IC_sat / Q6_Beta_sat
= (10 mA) / (10)
=> IB_sat(Q6) = 1 mA

이 1mA 전류는 마이크로 컨트롤러의 디지털 출력 핀과 Q6의베이스 사이에 직렬로 연결된 적절한 값의 전류 제한 저항 R_Y를 통해 프로그래밍 할 수 있습니다.

R_Y = ( (microcontroller VOH) - (Q6_VBE(Sat) @ Q6_IC(sat)=10mA) ) / 1 mA

여기서 'VOH'는 마이크로 컨트롤러의 디지털 출력 핀에서 로직 하이 출력 신호의 최소 전압입니다 (VOH를 찾으려면 마이크로 컨트롤러의 데이터 시트 참조).

VOH <= uC digital output pin logic HIGH voltage < 3.3V

베이스 저항을 사용하여 Q6을 올바르게 바이어스해야합니다. 현재 이미 터 팔로어입니다. 따라서 이미 터는 3.3V-Vbe = 2.6V에 있습니다.

두 번째 bjt는 어떻게 든 포화 상태입니다.