광범위한 전류 800 µA-1.5 A 측정

현재 만들고있는 IoT 장치의 전류를 측정하는 데 어려움이 있습니다. 시간이 지남에 따른 전력 소비 및 절전 모드 전류에 대한 데이터를 수집 할 수 있어야합니다. 션트 저항을 사용하여 현재 데이터를 수집하려고했지만 Georg Ohm과 그의 모든 법에 문제가 있습니다.

절전 모드에서 장치는 약 800µA의 전류를 사용해야하는데, PSU가 약 2mA를 출력하고 있다고 말하면 코딩이 더 필요할 수 있습니다. 그러나 휴면 모드에서는 임의의 간격으로 보이는 것처럼 잠시 동안 모뎀이 켜지고 전송됩니다 (표준 딥 슬립 모뎀 동작). 이 전송 버스트는 최대 약 1.5A 일 수 있습니다.

어쨌든, 션트 저항을 사용하는 데 문제가 있습니다. 수면 전류에서 의미있는 데이터를 볼 수있는 전압 강하, 전송 버스트 중에 장치가 다시 시작하는 동안 너무 많은 전압이 떨어지기 때문입니다.

누구든지 큰 전류 범위와 같은 전류를 측정하는 방법을 추천 할 수 있습니까?

장치 사양 :

• 슬립 모드 전류 : 600µA-3mA
• 온 전류 : 27-80 mA
• 버스트 전송 : 최대 1.5A
• 전압 : 2.6V-4.2V
• 충전 전류 : 400mA

얼마나 많은 정확도가 필요합니까? 추정치 만 필요한 경우 직렬 실리콘 다이오드는 넓은 범위의 전류에 대해 다소 로그를 표시합니다.

다이오드의 주된 문제, 온도에 따른 전압 강하의 변화는 기준 전류로 동일한 온도에서 두 번째 다이오드를 실행함으로써 크게 완화 될 수 있습니다. 정류기 브리지 내의 두 개의 다이오드는 열적으로 결합되어 이에 이상적입니다. 회로도의 연결을 표시했으며 브리지 + ve는 사용되지 않습니다. 부하가 매우 낮고 고전류가 짧은 펄스이므로 두 개의 개별 다이오드를 함께 연결해도 괜찮습니다. 예를 들어 1N540x는 3A 연속에 적합하며 여전히 100µA에서 상당한 순방향 저하를 보입니다.

부하 전압이 mA를 측정하는 저항 분로보다 훨씬 적은 500µA와 1.5A 사이에서 거의 수백 mV까지 변화한다는 장점이 있습니다.

^{이 회로 시뮬레이션 – CircuitLab을 사용하여 작성된 회로도}

R1을 전류 싱크로 교체하면 기준 전류가 더 정확 해지지 만 (전원 공급 장치 전압-0.7V) / R1이 대부분의 목적에 적합 할 것입니다. 이상적으로 기준 전류는 측정하고자하는 범위의 중간에 있어야합니다. 1-10mA 범위의 어딘가 기분이 좋습니다.

전압계 판독 값은 기준 전류에 대한 부하 비율의 로그에 비례합니다. 다이오드의 출력 임피던스는 매우 낮으므로, 증폭기를 사용하여 스케일링 또는 접지 기준으로 차이를 증폭하는 것이 간단합니다.

로그 법칙을 설정하려면 고전류 및 저 전류에서 측정 변환을 교정해야하며 그 사이의 몇 가지 지점에서이를 확인하는 것이 좋습니다. 고전류에서 교정하면로드 다이오드가 가열되므로 열 드리프트 오류를 ​​최소화하기 위해 전송 펄스만큼 짧은 펄스를 사용해야 할 수도 있습니다.

수면 전류에서 적절한 정확도가 필요하지만 동일한 회로로 높은 전류를 측정하는 데 신경 쓰지 않으면 Neil_UK의 대답을 확장하는 것은 다이오드와 저항을 병렬로 배치하는 것입니다.

^{이 회로 시뮬레이션 – CircuitLab을 사용하여 작성된 회로도}

이런 식으로 전류가 낮을 때 저항 양단의 전압은 비례가 좋으며 다이오드가 효과적으로 꺼질 정도로 충분히 낮아서 저항에서 너무 많은 전류를 분로하지 않습니다. 다이오드 사양).

전류가 높으면 다이오드가 전도되고 전압 강하가 적절한 값으로 제한됩니다. 이 시점에서 전류를 측정하려면 다음과 같이 다른 션트를 직렬로 추가 할 수 있습니다 (@dim의 아이디어 제공).

^{이 회로를 시뮬레이션}

이것을 넓은 범위로 설명합니다. 정말 그렇지 않습니다.

최대 1.5A는 최소 800uA의 1875 배입니다. 16 비트 ADC의 범위는 65535 비트입니다. 최대 한계를 5A로 설정하고 전류를 양 또는 음으로 허용하면 비트 당 153uA의 분해능을 제공합니다. 전류가 너무 빠르게 변하지 않으면 오버 샘플링으로 해상도를 더욱 향상시킬 수 있습니다. 예를 들어, 16 배의 오버 샘플링은 비트 당 38uA까지 줄입니다. 따라서 측정하는 데 아무런 문제가 없습니다.

문제는 션트 저항의 전압 강하입니다. Mr Ohm은 이에 대한 답변을 제공합니다. 0.1 ohm 저항, 심지어 0.01 ohm을 쉽게 구입할 수 있습니다. (옴의 분수를 나타내는 표준 방법 인 Google "0R1"또는 "0R01")

그 후의 문제는 션트 양단의 전압을 측정하는 방법입니다. 영향을받지 않고 전압을 측정 할 수 있도록 입력 임피던스가 매우 높은 차동 증폭기가 필요합니다. 그런 다음 약간의 게인을 적용하여 적절한 전압으로 ADC를 구동 할 수 있습니다.

저전압은 더 많은 노이즈 문제를 의미하므로 라우팅 및 기타 모든 모범 사례 레이아웃에주의를 기울이십시오. 또한 안정적인 전원 공급 장치 및 참조에 적절한주의를 기울여야합니다. 스위치 모드 조정기는 친구가 아닙니다. 스위치 모드 이후의 선형 레귤레이터조차도 리플을 적절하게 제거하기에 충분한 PSRR을 가질 필요는 없습니다.

게인 스테이지에는 필연적으로 DC 오프셋이있을 것입니다. 전류없이 ADC 판독 값을 측정 한 다음 실제로 전류 측정을 수행 할 때 해당 제로 판독 값을 빼는자가 교정 단계를 포함해야합니다. 시작시 자동으로이 작업을 수행하거나 (시작할 때 여러 미터 "틱"), 자동 보정을 수행하기 위해 온보드 참조 간을 전환하기 때문입니다. 한 번만 수행 한 다음 결과를 NVM에 저장할 수 있습니다.

이것이 짧은 대답 이라는 것을 명심하십시오 ! 이것이 문제를 해결하는 방법에 대한 지침을 제공하기를 바랍니다.

나는 그것이 오래된 질문이라는 것을 알고 있지만 정보는 여전히 유용 할 수 있습니다.

당신은의 설계 개념의 일부 체크 아웃 할 수 있습니다 uCurrent EEVBlog에 걸쳐 데이브 존스를. 자동 범위는 없지만 하위 레벨 측정에는 적용됩니다. 또한 일부 모드는 범위의 수를 줄이면서도 여전히 정확한 상태를 유지합니다.

최소한 측정 값을 1A 미만 (실제로 400mA 미만)과 1A (전송 중 1.5A) 범위로 나눕니다.

더 많은 정보가 없으면 (원래 질문을 제거 할 때 가능하지 않을 수도 있음) 구체적인 내용을 제시하기는 어렵지만 할 수있는 것을 볼 수 있습니다.

모 놀리 식 mcu / 트랜시버 장치 (nrf5x, STBlue 등)를 사용하지 않는 한, 아날로그 전류에 영향을 미치지 않도록 디지털 전류 경로를 라우팅하는 것과 같은 방식으로 무선 공급 경로를 처리합니다. 고전력 모 놀리 식 장치를 사용하는 경우 실제로 볼 수있는 유일한 해결책은 입력 입력 범위가 매우 넓은 전류 감지 증폭기 / 모듈과 결합 된 매우 작은 감지 저항을 사용하는 것입니다. 나는 ADI가 작동 할 수있는 부부 (사실 현재 전류 감지 증폭기 / 모듈을보고 있었음)를 알고 있습니다. 그리고 내가 추측해야한다면, TI는 또한 작동 할 장치를 가지고 있습니다.

정보의 또 다른 원인은 이상 장 클로드 Wippler의 블로그 것 JEELabs . 수년 동안 (약 10 세 이상) 배터리 수명을 연장하면서 보드 전류 소모에 대해 한 번 이상의 실험을 해왔습니다. 그것은 직접적으로 맞지 않을 수도 있지만, 어느 방향으로 갈 것인지에 대한 OP 아이디어를 줄 수 있습니다. 이 주제에 관한 최신 기사입니다. 그의 작품의 긴 목록과 역사를 보려면 간단한 Google 검색을 사용했습니다.

site:jeelabs.org current measurement

방금 CurrentRanger를 발견했습니다 . uRurrent 개념 (저 부하 전류 측정)을 완전히 새로운 수준으로 끌어 올렸습니다. 자동 범위, 직렬 출력 및 선택적 OLED 디스플레이는 새로운 기능 중 일부일뿐입니다. 회로도 및 펌웨어를 사용할 수 있으며 Felix는 설계에 대해 상당히 상세하게 설명합니다.

편집 : 그 페이지를 연결하여 내가 생각했던 것에 대한 자세한 내용.

두 번째 편집 : CurrentRanger를 추가하십시오. 의견의 불만 중 하나는 uCurrent가 자동 범위 지정이 아니라는 것입니다.

자동차 스위치 모드 전압 드롭퍼를 테스트 할 때 동적 범위 문제가있었습니다. 최대 5 암페어의 예상 입력 전류를 위해 100 밀리 옴 분로를 사용했습니다.

24V에서 끌어온 무부하 전류가 7mA 미만인지 테스트 할 때 10A 쇼트 키 다이오드와 함께 10Ω 션트를 사용했습니다. 션트 조합은 테스트 지그에 남아있었습니다. DPDT 슬라이드 스위치를 사용하여 두 션트간에 DVM을 전환했습니다.

이것은 1995 년이었고 숫자는 크지 않았습니다. 요즘에는 션트 전압을 모니터링하도록 전자식으로 전환 할 수 있습니다. 필요한 경우 2 개 이상의 직렬 연결된 션트를 가질 수 있습니다. 이것의 핵심은 다이오드로 고 저항 저 전류 션트를 우회하는 것입니다.

과거에 사용한 한 가지 트릭은 감지 저항을 연산 증폭기의 피드백 루프 안에 넣는 것입니다. 이를 통해 테스트 대상 장치의 공급 전압을 상당히 일정하게 유지하면서 션트 저항에서 더 높은 전압을 개발할 수 있습니다.

필자의 경우에는 더 넓은 다이나믹 레인지를 얻기 위해 병렬로 실행되는 여러 계측 증폭기 및 ADC와 이것을 결합했습니다.

PHD 논문 5 장에서 구축 한 시스템에 대해 설명합니다 . 내 시스템은 응용 프로그램에 직접 적용 할 수 없지만 이와 같은 시스템에서 직면해야하는 문제에 대한 아이디어를 제공 할 수 있습니다.

DIY 시스템을 개발 한 후 얼마 지나지 않아 애질런트 (현재 키 사이트)가 비슷한 시스템을 개발했음을 알게되었습니다 . 그래도 싸지 않습니다.

다른 방법으로 1.5A 범위에 맞는 작은 분로를 사용하고 두 개의 서로 다른 이득 회로를 두 개의 서로 다른 ADC에 공급할 수 있습니다. 그런 다음 소프트웨어를 통해 읽은 내용에 따라 사용할 것을 선택할 수 있습니다. 전류가 높을수록 더 높은 이득의 ADC가 포화되고 다른 쪽을 사용해야한다는 것을 알게됩니다.

문제는 EMI 감소를 통한 신호 무결성에 관한 것입니다.

1.5A / 0.75mA는 66dB SNR 및 ADC의 정확도를 의미합니다.

우수한 16 비트 ADC로이를 달성하려면 우수한 CMRR로 백그라운드 노이즈를 차폐, 억제, 필터링 및 평균화해야합니다.

이 분해능이 없으면 40dB 더 높은 게인을 가진 두 개의 서로 다른 입력을 가질 수 있습니다. 분로 전력 및 허용 부하 레귤레이션 오류 전압은 분로 저항을 제한하며 일반적으로 최대 75mV가 선택됩니다. 게인이있는 IC 전류 센서는 Moro emend 일 수 있습니다.

이를 달성하려면 경험이 필요합니다. <-90 dB 해상도와 80 dB SNR의 설계 목표로 70 dB SNR을 달성 할 수 있습니다.