클래스 B 증폭기 바이어 싱의 어려움

9

여기서는 클래스 B 출력 전력 증폭기를 말합니다.

이 회로는 쉽게 구축하고 이해할 수 있어야하지만 Q1과 Q2의베이스를 바이어스하는 방법을 모르기 때문에 Q1은 양극 신호 만 전도하고 Q2는 음극 극성 만 전도하므로 바이어스에 문제가 있습니다. 신호 .

클래스 A 앰프 만 올바르게 바이어스했지만 클래스 B는 바이어스하지 않은 것 같습니다.

증폭기의 클래스 B 작동을 달성하기 위해 상위 회로를 어떻게 바이어스해야합니까?

biasing class-b-amplifier power-output-stage

— 키노
소스

1

여기에서 바이어스를 조정하는 것과 관련된 몇 가지 논의 가 있습니다. 9V 배터리 증폭기 . 또한 oldfart가 추가 한 의견에서 부트 스트랩에 대해 설명합니다.

— jonk

10

'프로그래밍 가능한 제너'로 작동하는 간단한 알려진 회로가 있습니다. 아래는 기본 다이어그램입니다.

개략도

^{이 회로 시뮬레이션 – CircuitLab을 사용하여 작성된 회로도}

실제 응용 분야에서 가변 저항기는 세 부분으로 분할되어보다 정확한 제어가 가능합니다. 저항을 변경하면 두 트랜지스터 Q1과 Q2의베이스 사이에 '제너럴'전압을 설정하여 대기 전류를 제어 할 수 있습니다.

잊어 버린 : 진짜 제너처럼 상단에 저항이 필요합니다.

옛날에는 트랜지스터가 방열판에 물리적으로 장착되어 열 보상도 받았습니다. www에서 이미지를 찾는 데 시간이 걸렸지 만 여기에 하나가 있습니다.

사후 편집
아래 주석에서 언급했듯이이 회로에주의해야합니다. 처음 사용하기 전에베이스가 콜렉터 전압이되도록 가변 저항을 설정해야합니다. 따라서 전압 강하가 최소화됩니다. 그런 다음 바이어스가 '정확'할 때까지 저항을 돌리면 일반적으로 더 이상 출력 신호의 왜곡을 듣지 (스코프)들을 수 없습니다. 출력 스테이지에서 대기 전류를 증가시키기 위해 조금 더 돌릴 수 있습니다. (클래스 A 앰프의 특성이 더 높아질 것입니다.)

— 올드 파트
소스

내 회로의 Vbias 대신이 Vbias를 대체해야합니까?

— 키노

3

예, 그러나 어딘가에서 전류를 가져와야하므로 V +의 저항이 필요합니다. 주의 제너 전압이 너무 높게 당신이 그것을 처음 사용할 때 설정되어있는 경우, 모두 말기 트랜지스터 당신은 V-에 V +에서 짧은 그렇게 한 실시됩니다. 베이스가 컬렉터에 연결되어 있는지 확인하십시오! 그런 다음 천천히 낮추고 최종 단계에서 전류를 측정하십시오.

— Oldfart

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먼저, 이것은 양쪽에 달링턴을 사용하는 이중 이미 터 추종자라는 것을 이해하십시오. 출력의 전압은 opamp 출력의 전압과 거의 같습니다. 이미 터 추종자의 목적은 전류 게인을 제공하는 것입니다.

예를 들어, 각 트랜지스터의 게인이 50 인 경우 opamp가 소싱하고 싱크해야하는 전류는 부하가 끌어내는 것보다 약 50 * 50 = 2,500 배 더 적습니다. 예를 들어, 부하가 1A를 소비하는 경우 opamp는 400µA 만 소싱하면됩니다.

이미 터 팔로워의 한 가지 문제점은 출력 전압이 트랜지스터의 BE 드롭에 의해 입력 전압과 다르다는 것입니다. 예를 들어 트랜지스터가 정상적으로 작동 할 때 약 700mV라고 가정 해 봅시다. NPN 이미 터 팔로워의 경우 1V 출력을 원할 경우 1.7V 입력으로 시작해야합니다. 마찬가지로, PNP 이미 터 팔로워의 경우 -1V를 원할 경우 -1.7V를 입력해야합니다.

두 개의 트랜지스터가 캐스케이드 연결되어 있기 때문에이 회로는 연산 증폭기에서 출력으로 700mV의 두 방울이 떨어집니다. 즉, 출력을 높게 구동하려면 opamp가 1.4V 더 높아야합니다. 출력을 낮게 구동하려면 opamp가 1.4V 낮아야합니다.

파형이 양과 음 사이에서 전환 될 때 opamp가 갑자기 2.8V로 점프하는 것을 원하지 않을 것입니다. opamp는 갑자기 그렇게 할 수 없으므로 제로 크로싱에서 작은 데드 타임이 발생하여 출력 신호에 왜곡이 추가됩니다.

이 회로에서 사용되는 솔루션은 하이 사이드 드라이버와 로우 사이드 드라이버의 입력 사이에 2.8V 소스를 배치하는 것입니다. 2.8V의 드라이브 레벨 차이로 인해 두 개의 출력 드라이버는 0 출력에서 켜진 가장자리에 있습니다. 조금 더 높은 입력과 최상위 드라이버가 상당한 전류를 공급하기 시작합니다. 조금 낮아지면 맨 아래 드라이버가 상당한 전류를 가라 앉히기 시작합니다.

한 가지 문제는 제로 크로싱에서 필요한 입력 점프를 제거하기 위해이 오프셋을 바로 잡는 것입니다. 그러나 두 드라이버를 너무 많이 켜서 서로 구동하지는 않습니다. 이로 인해 쓸모없는 전류가 흐르고 부하로 가지 않는 전력이 소실됩니다. 700mV는 BE 드롭의 대략적인 값입니다. 합리적으로 일정하지만 전류와 온도에 따라 변합니다. 2.8V 소스를 정확하게 조정할 수는 있지만 조정할 단일 값은 없습니다.

이것이 RE1과 RE2의 목적입니다. 2.8V 오프셋이 너무 높고 상단 및 하단 드라이버를 통해 상당한 대기 전류가 흐르기 시작하면 이러한 저항의 전압 강하가 발생합니다. RE1 + RE2에 나타나는 전압은 두 드라이버의 관점에서 2.8V 오프셋에서 직접 뺍니다.

100mV조차도 큰 차이를 만들 수 있습니다. 이는 230mA의 대기 전류로 인해 발생합니다. 특히 700mV는 낮은쪽에있을 수 있습니다. 특히 전력 트랜지스터가 상당한 전류를 전달할 때 특히 유용합니다.

전체적으로 2.8V 소스는 전원을 켜지 않고도 상단 및 하단 드라이버를 "준비"상태로 유지하여 서로 싸우고 많은 전력을 소비하기 시작합니다.

물론 모든 것이 절충입니다. 이 경우 약간의 왜곡을 위해 더 많은 대기 전류를 차단할 수 있습니다.

이상적으로, 클래스 B에서 한 쪽은 다른 쪽이 인계를 시작할 때 완전히 차단됩니다. 실제로는 거의 발생하지 않지만이 체계는 합리적으로 가깝습니다.

— 올린 라스 롭
소스

이것이 스위칭 왜곡 이 발생하는 지점 입니까? 내 책에서 올바르게 이해하면 양면 (npn 및 pnp)이 180도 이상의 신호를 수행한다고 설명되어 있습니까?

— 키노

1

@ 케노 : 크로스 오버 왜곡은 두 가지 방식으로 발생할 수 있습니다. 최악은 일반적으로 하이 사이드 드라이버와 로우 사이드 드라이버 가 절반 이하 의 시간을 수행 하는 경우입니다. opamp는 데드 밴드를 뛰어 넘어야하는데, 시간이 걸립니다. 시간의 절반 이상을 전도하는 것이 반드시 왜곡을 유발하지는 않습니다. 서로에 대해 얼마나 부드럽게 페이드 인 및 페이드 아웃되는지에 달려 있습니다. 예를 들어 둘 다 클래스 A에서 항상, 클래스 AB에서 절반 이상의 시간을 수행합니다. 이것이 AB 등급과 B 등급의 요점입니다. 일부 페이드 오버는 낭비되는 전력을 나타내지 만 반드시 왜곡은 아닙니다. 불감 대가 왜곡됩니다.

— Olin Lathrop

동의합니다! 그러나 우리가 클래스 B에 더 효율적으로 접근 할 수있을 정도로 앰프는 더 좋을 것입니다.

— 키노

2

@Keno : 그렇습니다. 클래스 B는 선형 통과 요소 시스템에 대한 최적의 효율입니다. 양면을 정확하게 전환하는 것은 매우 어렵습니다. 이것이 AB 등급의 이유입니다. 적은 비용으로 크로스 오버 왜곡을 줄이기 위해 약간의 페이드 오버를 허용합니다.

— Olin Lathrop

하나 더. npn과 pnp 측이 동시에 전도되는 지점 / 전도도, 이것은 증폭기에 추가 왜곡을 추가 할 수 있습니까, 아니면 왜곡의 대상이 아닌 동시 전도 영역입니까?

— 키노

7

클래스 A와 클래스 B의 차이점 은 마지막 단계 의 대기 전류 입니다.

대기 전류를 0으로 만들면 신호가있을 때 Q3 또는 Q4 만 전류를 공급합니다. 이것은 클래스 B입니다.

대기 전류를 너무 크게 만들어서 매우 큰 신호 (대규모의 신호)의 경우에도 Q3과 Q4 모두 Ic = 0 (절대 아님)을 갖지 않으면 클래스 A를 갖습니다.

클래스 A와 클래스 B 사이에있을 수있는 클래스 AB도 있습니다.

이 대기 전류를 설정하는 방법은 무엇입니까?

그것은 Vbias에 의해 이루어집니다.

Vbias를 구현하는 방법에 대한 몇 가지 예 :

oldfart의 답변에서 "제너"
실제 제너 다이오드

아니면 이거:

개략도

^{이 회로 시뮬레이션 – CircuitLab을 사용하여 작성된 회로도}

전류 소스는 PNP 전류 미러 및 biasinf 저항으로 쉽게 만들 수 있습니다.

— 비펠 렉키
소스

회로가 클래스 A에서 작동하는지 또는 클래스 B에서 작동하는지 또는 클래스 AB인지 여부를 확실히 아는 방법이 있습니까? 바이어스를 변경하는 동안 출력의 범위를 지정했지만 얻는 것은 모두 정상 사인파입니다. 각 트랜지스터를 통해 대기 전류를 측정하여 클래스를 확인할 수 있지만 다른 방법이 있습니까? 아마도 망원경으로?

— 키노

이미 터 저항에서 Q3 및 Q4를 통해 전류를 쉽게 측정 할 수 있습니다. 따라서 신호를 적용하지 않고 전류를 측정하십시오. 내 생각 엔 VBias = 2.8 V 일 때 이것은 클래스 AB 증폭기 일 것이다. 또한 클래스 B 에서는 제로 크로싱에서 크로스 오버 왜곡 이 발생합니다.

— Bimpelrekkie

@Bimpelrekkie는 클래스 AB 출력 스테이지의 두 가지 예를 그렸습니다. Q1과 Q2, Q3 및 Q4에는 항상 작은 전류가 흐릅니다. 유휴 전류가 충분하면 왜곡이 매우 낮을 수 있습니다 (0.05 % 이하). 그러나 출력단이 많은 열을 방출한다는 단점이 있습니다. 웹에서 1,500 와트 증폭기를 찾아 보면 유사하지만보다 정교한 바이어스 디자인을 볼 수 있습니다.

— Sparky256

6

바이어스를 만드는 방법을 이해하려면 출력 토폴로지를 잘 이해해야합니다.

누군가 회로도에 BJT가 Darlington 방식 (배열 속도 증가 저항 이 추가됨) 으로 배열되어 있다고 언급했지만 , 이러한 배열이 거의 항상 더 나은 토폴로지를 가지고 있다고는 말하지 않았습니다. 따라서이 토폴로지를 거의 사용하지 마십시오. 간단히 말해서, 그것을 편향시키기 위해 이해하는 데 어려움을 겪는 점이 없습니다.

달링턴을 사용해야하는 이유 :

고전류 게인은 바이어 싱 회로의 대기 전류를 크게 감소시키고 이와 같이 작은 전류로 큰 전류 스윙 주위를 강타하려고 할 때 큰 도움이 될 수 있기 때문에 이와 같은 출력 드라이버 회로에 유용합니다.

달링턴을 사용하지 않는 이유 :

저항이 추가되지 않는 한 (회로 예제에서와 같이) 천천히 끄십시오.
배열 때문에 약 1 개의 다이오드 드롭 아래로 포화시킬 수 없습니다. 이는 증폭기에 필요한 일부 추가 전압 오버 헤드 (낮은 전압 회로의 경우 허용되지 않을 수 있음)를 의미 할 수 있으며 증폭기에 대한 일부 추가 된 전체 소산을 의미 할 수도 있습니다.
베이스와 이미 터 사이에 2 개의 다이오드 드롭이 필요한 것처럼 작동하여 필요한 바이어 싱 전압 범위를 증가시킵니다.
온도는 직렬로 추가되는 두 개의베이스 이미 터 접합에 영향을줍니다. 따라서 바이어 싱 전압 범위의 온도 변화는 이제 직렬로 4 개 이상의 다이오드 방울을 직렬로 포함하며,이 온도 변화는 모두 온도에 따라 변화합니다. 결과적으로 보상의 복잡성이 증가 할 수 있습니다.
더 나은 대안이 있습니다.

마지막 이유는 여기서 Darlington을 사용하지 않는 주된 이유입니다. 대안이 없다면, 단일 이점을 원한다면 단지 아이디어에 집착 할 것입니다.

달링턴 배열의 높은 전류 이득을 원한다면 대신 Sziklai 배열을 사용하는 것이 좋습니다. 다음과 같이 보입니다 :

개략도

^{이 회로 시뮬레이션 – CircuitLab을 사용하여 작성된 회로도}

이는 유사한 고전류 이득을 제공하며 하나의 다이오드 드롭 이하로 포화 될 수 없지만 다음 사항도 포함합니다.

사분면 당 하나의베이스 이미 터 다이오드 드롭입니다.
$R_3$ 및 는 및 가 피크 전류의 상당 부분을 픽업 하도록 구성 할 수 있습니다 (예 : 25-30 %?) . 및 의 기본 이미 터 변동을 안정화하는 데 도움이됩니다 . 이 옵션은 달링턴 배열에서는 사용할 수 없습니다. $R_4$ $Q_2$ $Q_4$ $Q_1$ $Q_3$

회로 바이어스 방법에 대한 의견이 이미 있습니다. 위의 Sziklai 드라이버 회로에도 비슷한 아이디어가 사용될 수 있지만, 바이어스 전압 차이만큼 크지 않아도됩니다.

또한 바이어 싱 회로에 대한 의견은 작동 중 온도 변화로 인한 회로에 미치는 영향을 다루지 않았습니다. 그리고 이것은 고려해야 할 상당히 중요 할 수 있습니다. 더 간단한 멀티 플라이어 에 추가 된 콜렉터 저항 (및 추가 된 저항의 콜렉터 측에서 도청)은 멀티 플라이어의 동작과 대기 전류가 온도에 비해 비교적 안정적이되도록 출력단. (승수 BJT를 출력 BJT에 열적으로 결합한다고 가정하면) 또한 초기 효과에 대한 보상을 추가 할 수 있습니다. $V_{BE}$

대략적인 모델과 마찬가지로 회로도는 다음과 같습니다.

개략도

^{이 회로를 시뮬레이션}

필요한 바이어 싱 전압 차이를 설정하기 위해 및 및 를 조정 합니다 (정지시 및 의 전압 강하 가 각각 약 되도록 조정합니다. 여기에서는 아직 논의하지 않았지만 처음부터 크기를 조정할 수 있습니다.) 또한 전압 강하를 유지하기 위해 열 변화 동작을 일치시키기 위해 자체를 조정 합니다 (결과 ). 에서 및 $R_7$ $R_8$ $R_9$ $R_1$ $R_2$ $50\:\textrm{mV}$ $R_7$ $R_8$ $R_1$ $R_2$ 이 전체 출력 단계에서 헤어 드라이어 또는 다른 열원을 사용할 때. (난 당신이 열 하나의 히트 싱크에 함께 BJT와 결합 한 것으로 가정했습니다.) 몇 가지 유용한 부트 스트랩을 제공하고 가로 질러 AC 바이 패스 제공 승수 두 개의 출력 Sziklai 사분면에 염기를. $C_1$ $C_3$ $V_{BE}$

$C_2$ 는 VAS ( )에 대한 Miller 보상을 제공 하지만 이것이 회로를 구동하는 유일한 방법은 아니지만 opamp를 대신 사용할 수 있습니다 ( 경우 은 없습니다 ). $Q_6$ $Q_6$

위의 내용은 실제로 바이폴라 공급 레일과 접지 된 DC 커플 링 부하가 있다고 가정합니다. 또한 아마도 필요할 것 같은 부정적인 피드백을 보여주지 않았습니다. 부하가 AC 커플 링이고 작업 할 공급 레일이 하나 뿐인 경우 상황이 다소 다릅니다.

— k 크
소스

좋은! 그런데 왜 C3가 Q5의 수집기와 연결되어 있습니까? 그리고 "부트 스트랩"으로 간주되는 C1 (?)-지금까지 나에게 추천 한 게시물을 거의 읽지 않았지만 여전히 그 기능을 얻지 못합니다.

— 키노

@Keno 지금은 커패시터를 무시하십시오. 참고 (에 대해 일반적으로 매우 작은 값이다 그래서 나) 당신은 단지뿐만 아니라의 콜렉터 끝에 걸려있을 수 에 합류 노드에 및 이동하지 않고 ( 콜렉터로의 기본 연결을 의 기능하지만). 효과적으로 저항이 상승하는 하여 그 결과를에 존재하는 루프 게인을 올릴 의 컬렉터 부하 (리틀 재 도포 ,이 이득을 근사화).

R_{7}

$R_7$

50 Ω

$50\:\Omega$

C_{3}

$C_3$

R_{6}

$R_6$

R_{7}

$R_7$

Q_{2}

$Q_2$

C_{1}

$C_1$

R_{6}

$R_6$

Q_{6}

$Q_6$

r_{e} = \frac{k T}{q I_{C_{6}}}

$r_e=\frac{k T}{q I_{C_6}}$

— jonk

1

@Keno 당신은 배울 것들이 있습니다. 여기서 주요 요점 중 하나는 개별 부품 의 우수한 출력 스테이지 를 설계하는 데 다양한 효과 에 대한 특정 수준의 지식 이 필요하다는 것 입니다. 좋은 파워 드라이버가 되려면 온도가 더 중요한 것 중 하나입니다. 좋은 저렴한 IC가 등장함에 따라 더 이상 필요가 거의 없기 때문에 개별 설계에 대한 세부적인 처리 방법을 찾지 못하는 경우가 있습니다. 배우는 것을 제외하고. 슬프게도이 정보를 찾을 수있는 유일한 곳은 오래된 책일 것입니다.

— jonk

3

실제로 클래스 B 증폭기에는 기본 바이어스가 없습니다. 바이어스는 AB 클래스에서 발생합니다. 그러나 여러 가지 방법으로베이스를 편향시킬 수 있습니다.

이미지와 같이 연산 증폭기를 사용하는 경우 피드백을 사용할 수 있습니다. 버퍼처럼 파워 스테이지와 함께 출력을 입력과 동일하게 만듭니다.

개략도

^{이 회로 시뮬레이션 – CircuitLab을 사용하여 작성된 회로도}

두 가지 전압원을 사용할 수도 있습니다.

개략도

^{이 회로를 시뮬레이션}

다이오드와 정전류 소스를 사용할 수 있습니다.

개략도

^{이 회로를 시뮬레이션}

I_{r} = \frac{V_{b e 2}}{R_{3}}

$I_r=\frac{V_{be2}}{R_3}$

V_{B B} = I_{r} (R_{1} + R_{2} + R_{3}) = V_{b e 2} (\frac{R 1 + R 2 + R 3}{R 3})

$V_{BB} = I_r(R_1+R_2+R_3) = V_{be2}(\frac{R1+R2+R3}{R3})$

개략도

^{이 회로를 시뮬레이션}

참고 : R2 저항기는 미세 조정용입니다.

— 프란시스코 고메스
소스

1

최종 출력 트랜지스터에 이미 터 저항이없는 것은 첫 번째 회로를 제외하고 나쁜 생각입니다. 많은 대기 출력 전류를 유발하지 않도록베이스 사이의 전압 오프셋을 조정하더라도 열 폭주가 여전히 요구됩니다. 출력 트랜지스터가 뜨거워 질수록 BE 드롭은 감소합니다. 이로 인해 동일한 입력 바이어스 오프셋으로 더 많은 대기 전류가 발생합니다. 그로 인해 더 많은 열이 발생하고 BE 방울이 낮아집니다.

— Olin Lathrop

네가 옳아. 두 번째와 세 번째 회로는 거의 사용되지 않았기 때문에 이론적으로 대답했습니다. 마지막 회로는 Q1, Q2 및 Q3을 열적으로 결합 할 수 있으며 열 폭주를 해결합니다.

— Francisco Gomes

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클래스 B는 180도 전도 각도로 정의되므로 클래스 B는 전도 지점에 편향됩니다. 그렇지 않으면 실제로 클래스 C (특히 작은 신호의 경우)입니다. 이미 터 저항은 바이어스 안정성과 반대 반주기 동안 각 장치의 전원을 끄는 데 중요합니다.

AB 등급은 전도 각도가 180 ~ 360 인 경우입니다.

— 마크 틸 로손
소스