방열판이있는 저항 영역에서 MOSFET을 사용해도 괜찮습니까?

게이트 (또는베이스) 전압이 제한된 트랜지스터를 사용하면 전류를 제한하게되므로 트랜지스터 전체에 상당한 전압 강하가 발생하여 에너지가 소실됩니다. 이것은 나쁜 것으로 간주되어 에너지를 낭비하고 구성 요소의 수명을 단축시킵니다. 그러나 방열판을 사용하거나 전력을 제한하여 온도를 낮게 유지하면 MOSFET을 이런 식으로 사용하는 것이 좋습니다? 아니면 구성 요소가 전력을 낭비하게하는 것이 근본적으로 나쁜가?

가변 전압으로 MOSFET을 제어하여 LED 스트립을 구동함으로써 탁월한 결과를 얻을 수 있기 때문에 묻습니다. 8 비트 PWM을 사용하면 LED가 0에서 "책 읽기"레벨로 밝기가 증가하는 반면 전압 구동 MOSFET은 8 비트의 전압 레벨을 사용하더라도 매우 부드럽게 켜집니다. 선형 대 지수 전력은 모든 차이를 만들고 PWM은 선형입니다. 우리의 눈은 빛을 선형으로 인식하지 않습니다. 전압 제어 결과는 사용하기에 너무 좋습니다.

부록 : 프리스케일러 조정을 포함하여 PWM으로 광범위한 실험을 수행했습니다. PWM 듀티를 변경하는 것은 효과적인 해결책은 아니지만 누군가가 오실로스코프를 기증하고 싶다면 작동시킬 수 있습니다. :)

부록 :이 프로젝트는 필립스 제품 과 같은 조명 알람 시계 이지만보다 신중하게 조정되었습니다. 저전력 레벨 사이의 계조는 아주 작아야합니다. 가장 밝은 허용 저전력 상태는 약 0.002 %이고 다음은 0.004 %입니다. 문제 가 아닌 솔루션에 대해 묻는 것이 x / y 문제인 경우 의도적 인 x / y 질문입니다. 광범위한 테스트 후에 선호하는 솔루션을 찾았으며 솔루션이 실행 가능한지 알고 싶습니다. 이 장치는 현재 훨씬 더 어두운 보조 조명과 관련된 덜 선호되는 해결 방법으로 작업하고 있습니다.

부록 3 : 이것이 BJT 트랜지스터의 용도입니다. 그것들은 전류 제어되기 때문에 회로가 ​​훨씬 더 어렵다. 다이어그램을 그릴 시간이있을 때이를 조사해야합니다. 문제가 있으면 다른 질문을 게시하겠습니다.

TL; DR FET가 아닌 선형 동작에 BJT 사용

대부분의 FET는 DC의 안전한 작동 영역 (SOA)에 적합하지 않습니다. 바이폴라 접합 트랜지스터 (BJT)가 있습니다.

FET에 대한 SOA 그래프를 살펴보면 지속 시간 1 µs, 10 µs, 1 ms 등의 펄스에 대한 곡선 세트가 있지만 DC에 대한 곡선은 거의 없습니다. 원한다면 위험을 감수하고 '가까운 DC'로 추정 할 수 있습니다. 이는 제조업체가 DC 작동에서 허용되는 소실량을 계산하지 않으려한다는 것을 의미합니다.

FET는 양의 저항 온도 계수로 인해 병렬로 멋지게 병렬화되는 경우가 종종 있습니다. 뜨거워지면 저항이 증가하므로 더운 전류는 감소하고 상황은 안정적입니다. FET는 내부적으로 여러 개의 병렬 셀로 만들어 졌으므로 괜찮습니다. 잘못된!

저항의 온도 계수에만 해당됩니다. FET는 또한 임계 온도의 온도 계수 인 또 다른 온도 계수를 가지며 이는 음수입니다. 일정한 게이트 전압에서 FET가 가열되면 더 많은 전류를 소비합니다. 게이트 전압이 매우 높을 때 스위치 FET를 포화 시키면 영향이 최소화되지만 전압이 임계 값 부근에서 낮아지면 매우 강합니다. 하나의 셀이 가열되면 전류가 증가하므로 더 많이 가열되고 열 폭주 가능성이있어 한 셀이 장치를 통해 전체 전류를 호그하려고 시도합니다.

이 효과는 두 가지로 제한됩니다. 하나는 불균일 한 가열을받지 않으면 다이가 같은 온도에서 시작되는 경향이 있다는 것입니다. 따라서 불안정성이 커지는 데 시간이 걸립니다. 이것이 짧은 펄스가 긴 펄스보다 더 많은 전력을 사용할 수있는 이유입니다. 두 번째는 다이를 가로 지르는 열전도도이며, 이는 다이를 가로 지르는 온도를 균일하게하는 경향이 있습니다. 이것은 불안정성이 증가하기 위해서는 특정 임계 전력 레벨이 필요하다는 것을 의미합니다.

BJT 제조업체는이 전력 수준을 파악하는 경향이 있지만 FET 제조업체는 그렇지 않습니다. DC SOA 레벨이 FET에서 '헤드 라인'전력 소비의 훨씬 작은 부분이기 때문에 아마도 그것을 철회하기가 부끄럽기 때문일 것입니다. 아마도 선형 동작에서 FET의 많은 장점이 사라져서 특정 전력 레벨에 대해 BJT를 사용하는 것이 가치가 있기 때문에 DC 사용을 위해 FET를 검증 할 상업적 인센티브가 없습니다.

BJT가 넓은 면적의 안정적인 정션을 가질 수 있고 FET가 작동하지 않는 이유 중 하나는 작동 방식에 달려 있습니다. 0.7VV _be의 BJT에 대한 '임계 값' 은 재료의 함수이며 대형 다이에서 매우 일관됩니다. FET의 임계 값은 제조 된 치수 인 얇은 게이트 층의 두께에 따라 달라집니다 ( 두 개의 큰 확산 사이의 작은 차이로 인해 FET V _gsth 의 사양 이 데이터 시트에 얼마나 넓은 지 알고 있습니다 !). 단계.

DC 사용을 특징으로하는 일부 FET가있다. 그들은 전환 최적화 된 형제들과 비교할 때 거의 없으며 아주 비싸다. 그들은 더 많은 테스트와 검증을 받았으며 저항과 다른 유익한 FET 특성을 낮추는 다른 프로세스를 사용합니다.

낮은 기본 구동 전류를 원하는 경우 Darlington 트랜지스터를 사용하십시오 . 추가 0.7V min V _ce 는 선형으로 작동한다는 점에서 크게 관련이 없습니다.

DC 작동에 여전히 스위칭 FET를 사용하려면 헤드 라인 소실의 5 % ~ 10 %를 유지하십시오. 당신은 그것을 멀리 갈 수 있습니다.

Janka는 'IGBT는 어떻습니까?'라는 의견으로 흥미로운 질문을했습니다. 에 따르면 이 애플리케이션 노트 ,No detailed characterization of IGBTs as linear amplifiers has been carried out by IR, given the limited use of IGBTs in this type of application.

이 데이터 시트에서 NGTG50N60FW-D에 대한 VI 그래프

$V_{GE}$

그러나 SOA 그래프

DC 회선이 있고 해당 회선은 장치의 헤드 라인 전원 인 200Watts 이상입니다. 그들은 그것을 올바르게 특성화 했습니까?

IGBT는 전류를 필요로하지 않지만 달링턴이 기본 전압을 필요로하는 것보다 더 많은 게이트 볼트를 필요로하기 때문에 운전하기가 더 쉬울 수도 있고 그렇지 않을 수도 있습니다. 현재이 작동 모드에서 IGBT에 대한 명확한 정보를 찾지 못했습니다.

불행히도 현대의 전력 MOSFET은 고전력 손실의 선형 영역에서 작동 할 때 작동하지 않습니다.

MOSFET은 온도가 상승함에 따라 드레인 전류가 감소하는 한 선형 모드에서 사용하기에 안전합니다.

대부분의 MOSFET은 열 폭주를 경험할 수 있고 그렇지 않은 것보다 높은 크로스 오버를 가지고 있습니다. 매우 "좋은", 낮은 Rds (on) 낮은 Vth MOSFET의 경우이 크로스 오버는 매우 높은 게이트 소스 전압 및 드레인 전류에서 발생합니다. "최악의"MOSFET을 살펴보면 일부 저전력에서 전하 캐리어가 차지하는 영역이 중요하지 않습니다. 예 : IRFR9110은 모든 Id> 1A에서 안전합니다

1.2ohm의 Rds (on)를 갖지만, 전혀 중요하지 않은 선형 모드에서 사용한다면!

안전을 유지하는 다른 방법은 전력을 충분히 낮추는 것입니다. 파워 MOSFET은 많은 병렬 셀로 구성되는데, (안전한) 이동성 지배 영역에서는 전류를 동일하게 공유하지만 (안전하지 않은) 전하 캐리어 지배 영역에서는 그렇지 않습니다. 다행스럽게도 셀은 동일한 다이에 열적으로 잘 결합되어 있기 때문에 낮은 전력으로 작동 할 경우 다이 온도는 일정하지 않지만 한계를 초과하지는 않습니다.

NASA 용지 : https://ntrs.nasa.gov/archive/nasa/casi.ntrs.nasa.gov/20100014777.pdf

더 읽기 쉬운 OnSemi 앱 노트 : https://www.onsemi.com/pub/Collateral/AND8199-D.PDF

MOSFET은 선형 모드에서는 양호 할 수 있지만 MOSFET이 전류 흐름을 균일 한 방식으로 분배 할 필요는 없으므로 추가주의가 필요합니다. 다음은 이 동작 중 일부를 설명하고 최신 장치를 판매하려는 OnSemi (페어차일드) 의 애플리케이션 노트입니다 .

이 문제는 명백한 안전한 작동 영역, 특히 전통적인 로직 레벨 트렌치 FET에서 고장으로 나타납니다. 구형 평면 전력 FET (IRF / Infineon이이를 수행)와 일부 최신 유형은 선형 모드에서 잘 작동합니다. 그러나 평면 전력 FET는 극심한 온 저항 대 다이 크기를 갖는 경향이있다.

게이트 (또는베이스) 전압이 제한된 트랜지스터를 사용하면 전류를 제한하게되므로 트랜지스터 전체에 상당한 전압 강하가 발생하여 에너지가 소실됩니다. 이것은 나쁜 것으로 간주되어 에너지를 낭비하고 구성 요소의 수명을 단축시킵니다.

트랜지스터를 스위치로 사용하려는 경우에는 좋지 않습니다. 선형 모드에서 사용하려는 경우 의도 된 작동 모드이며 완벽하게 좋습니다. 그러나 일부 조건은 손상되지 않도록 ordre에서 존중되어야합니다.

1) 최대 다이 온도, 즉 Power x Rth

Rth는 열 저항의 합인 "다이에서 공기로의 열 저항"입니다.

• 정션 케이스, 데이터 시트 참조, 부품의 내부 구성 방식에 따라 다름
• 케이스 방열판, TIM (열 인터페이스 재료, 그리스, 실패 드 등 절연 여부에 따라 다름) 및 TIM의 표면적에 따라 다름 (TO247과 같은 큰 패키지에는 TO220 이상이 있으므로 낮은 Rth)
• 방열판 크기, 공기 흐름, 팬 사용 여부 등에 따라 다른 방열판 공기

저전력 (몇 와트)의 경우 PCB 접지면을 방열판으로 사용할 수 있지만 여러 가지 방법이 있습니다.

2) 안전한 운영 영역 (SOA)

이곳은 트랜지스터가 불고있는 곳입니다.

선형 (스위칭 아님) 모드에서 작동하는 경우 BJT와 MOSFET은 뜨거울 때 동일한 Vgs (또는 Vbe)에 대해 더 많은 전류를 전도합니다. 따라서, 핫 스폿이 다이에 형성되면, 나머지 다이보다 더 높은 전류 밀도를 전도 할 것이고,이 스폿은 불이 날 때까지 더 가열되고 더 많은 전류를 흐르게됩니다.

BJT의 경우 열 폭주 또는 2 차 고장이라고하며 MOSFET의 경우 핫스팟입니다.

이것은 전압에 크게 의존합니다. 핫스팟 팅은 실리콘 칩의 특정 전력 밀도 (소산)에서 트리거됩니다. 주어진 전류에서 전력은 전압에 비례하므로 낮은 전압에서는 발생하지 않습니다. 이 문제는 "높은 전압"에서 발생합니다. "highish"의 정의는 트랜지스터 및 기타 요인에 따라 다릅니다.

MOSFET이 "BJT보다 더 견고하다"는 등의 영향을받지 않는다는 것이 일반적인 지식이었습니다. 이는 Planar Stripe DMOS와 같은 구형 MOSFET 기술에서는 사실이지만 Trench 기술과 같이 스위칭 최적화 된 FET에서는 더 이상 사실이 아닙니다.

예를 들어이 FQP19N20, 데이터 시트 페이지 4 그림 9, "안전 작동 영역"을 확인하십시오. DC에 대해 지정되어 있고 그래프에는 맨 위에 수평선 (최대 전류), 오른쪽에 수직선 (최대 전압)이 있으며이 두 선은 단일 대각선으로 연결되어 최대 전력을 제공합니다. 이 SOA는 Tcase = 25 ° C에 있기 때문에 낙관적이며 히트 싱크가 이미 뜨거우면 다른 조건은 물론 SOA도 더 작습니다. 그러나이 트랜지스터는 선형 모드에서 작동하면 정상이며 핫스팟은 아닙니다 . 오디오 앰프에서 일반적으로 많이 사용되는 오래된 IRFP240과 동일합니다.

이제 τεκ에 의해 게시 된 링크를 보면 오른쪽에 추가 선이 있고 SOA가 급격히 하향 경사를 나타냅니다. 핫스팟이 발생할 때입니다. 이러한 유형의 FET를 선형 설계에 사용하고 싶지 않습니다.

그러나 FET와 BJT에서 핫스팟을 사용하려면 최대 전압에 비해 높은 전압이 필요합니다. 따라서 트랜지스터에 항상 몇 볼트의 Vce 또는 Vd가있는 경우 (이 시나리오에서 가져야 함) 아무런 문제가 없습니다. 트랜지스터 SOA를 확인하십시오. 예를 들어 opamp 기반 전류 소스를 사용할 수 있지만 opamp의 입력 오프셋 전압에 따라 저 전류에서도 동일한 문제가 발생합니다.

문제에 대한 더 나은 해결책 ...

^{이 회로 시뮬레이션 – CircuitLab을 사용하여 작성된 회로도}

왼쪽 : 하나의 FET 또는 다른 FET를 PWM 할 수 있습니다. 서로 다른 드레인 저항은 최대 PWM 설정에서 전류를 결정합니다. 왼쪽 FET의 PWM이 0에 도달하면 다른 FET의 PWM을 계속 감소시킬 수 있습니다. 이를 통해 저조도에서 훨씬 세밀하게 제어 할 수 있습니다.

기본적으로 저항 값을 선택하여 조정할 수있는 비트 가중치가있는 2 비트 전력 DAC와 같습니다 (필요에 따라 저항을 조정해야 함).

오른쪽 은 동일하지만 전류 싱크로 유선 BJT는 낮은 강도에서 아날로그 제어를 제공합니다.

가장 간단하고 이미 모든 부품을 가지고 있기 때문에 왼쪽에있는 것을 사용하는 것이 좋습니다.

또 다른 좋은 해결책은 평균 전류 조정이 가능한 스위칭 정전류 LED 드라이버를 사용하는 것입니다. 고전력 LED를위한 최고의 효율 솔루션입니다. 그러나 LED 스트립을 구동하면 LED 스트립의 저항이 여전히 전원을 태우므로 효율성에 큰 도움이되지 않습니다.

이 질문은 XY 문제입니다. LED를 구동하기 위해 선형 정전류 드라이버를 만들 수 있습니다. 그러나 매우 비효율적이며 응용 프로그램에 필요하지 않습니다. 온라인
에는 정전류 회로가 많이 있습니다 .

8 비트 PWM을 사용하면 LED의 밝기가 0에서 "책 읽기"수준으로 점프합니다.

로그 스케일로 밝기를 제어 할 수 있습니다. 비슷한 효과를 위해 아래 공식을 사용했습니다.

8 비트 밝기 입력에 따라 8 비트 PWM 값을 출력합니다. 0.69는 255에서 끝나도록합니다.

마이크로 컨트롤러 친화적 인 계산이 아니므로 룩업 테이블을 생성 할 수 있습니다.

다른 솔루션은 Onsemi CAT4101과 같은 외부 드라이버 일 수 있습니다.

LED 전류를 상당히 낮게 설정하고 PWM을 사용하여 밝기를 변경할 수 있습니다. 높은 동적 범위가 필요한 경우 전류 설정 저항을 변경해야합니다. 이것은 디지털 포트 일 수도 있고 D / A (또는 스무딩 PWM과 같은 다른 가변 전압 소스)에서 구동되는 FET가 추가 된 복잡한 문제 일 수도 있습니다.

또는 전류 설정을 두 값 사이에서 전환하여 밝고 낮은 밝기 범위를 제공 할 수 있습니다.