MOSFET H-Bridge에 적합한 디자인입니까?

RC 자동차 모터 (12V 및 2 ~ 3A) 용 단순하지만 작동하는 H 브리지를 설계하려고했습니다.

이 브리지는 마이크로 컨트롤러에서 구동되며 PWM을 지원하기 위해 빨라야합니다. 따라서 내 판독 값을 바탕으로 Power MOSFET은 빠른 스위칭과 낮은 저항에서 최고의 선택입니다. 따라서 24V + 및 6A +, 로직 레벨, 낮은 R _DSon 및 빠른 스위칭을 갖는 P 및 N 채널 전력 MOSFET을 구입하려고합니다 . 고려해야 할 다른 것이 있습니까?

좋아, 그래서 H 브리지 설계에 내 MCU는 5V에서 실행되기 때문에, V의 때문에, P 채널 MOSFET을 해제에 문제가있을 것이다 _GS의 완전히 끄려면 12V +로 할 필요가있다. 많은 웹 사이트에서 N 채널 트랜지스터를 사용하여 P 채널 FET를 구동 하여이 문제를 해결하고 있음을 알았습니다. 이것이 작동해야한다는 것을 알고 있지만 BJT의 느린 스위칭 속도가 빠른 스위칭 FET를 지배합니다!

그렇다면 N 채널 FET를 사용하여이 설계에서와 같이 P 채널 FET를 구동하지 않겠습니까?

이것이 나쁘거나 잘못된 디자인입니까? 보이지 않는 문제가 있습니까?

또한,이 FET에 내장 된 역 다이오드는 모터의 유도 부하를 정지 (또는 역전)하여 발생하는 노이즈를 처리하기에 충분합니까? 아니면 회로를 보호하기 위해 여전히 실제 플라이 백 다이오드가 필요합니까?

회로도를 설명하려면 :

• Q3 및 Q6은 로우 사이드 N 채널 트랜지스터입니다
• Q1 & Q4는 하이 사이드 P 채널 트랜지스터이고, Q2 & Q5는 P 채널을 구동하는 N 채널 트랜지스터입니다 (전압을 GND로 낮추십시오).
• R2 및 R4는 P 채널을 끄는 풀업 저항입니다.
• R1 및 R3은 MCU를 보호하기위한 전류 제한 기입니다 (전류가 많지 않기 때문에 MOSFET에 필요한지 확실하지 않습니다).
• PWM 1 & 2는 5V MCU에서 나옵니다.
• V _cc 는 12V

왜 BJT가 파워 MOSFET보다 상당히 느리다고 생각하는지 잘 모르겠습니다. 그것은 본질적인 특성이 아닙니다. 그러나 원하는 경우 FET를 사용하는 데 아무런 문제가 없습니다.

그리고 MOSFET 게이트에는 실제로 상당한 양의 전류가 필요합니다. 특히 빠르게 전환하고 게이트 커패시턴스를 충전 및 방전하려면 때로는 최대 몇 암페어가 필요합니다. 10K 게이트 저항은 전이를 상당히 느리게 할 것입니다. 일반적으로 안정성을 위해 게이트와 직렬로 100Ω 정도의 저항을 사용합니다.

빠른 스위칭을 원한다면 MCU의 PWM 출력과 전력 MOSFET 사이에 특수 목적의 게이트 드라이버 IC를 사용해야합니다. 예를 들어, International Rectifier 에는 다양한 드라이버 칩이 있으며 P 채널 FET 용 하이 사이드 드라이브의 세부 정보를 처리하는 버전이 있습니다.

추가 :

FET를 얼마나 빨리 전환 하시겠습니까? 스위치를 켜거나 끌 때마다 전환하는 동안 에너지 펄스가 사라지고 짧아 질수록 더 좋습니다. 이 펄스에 PWM 사이클 주파수를 곱한 것은 FET가 소산해야하는 평균 전력의 한 구성 요소이며, 주로 주요 구성 요소입니다. 다른 구성 요소로는 온 상태 전원 ( PWM 듀티 사이클과 곱한 I _D ² × R _{DS (ON)} ) 및 오프 상태에서 바디 다이오드에 덤프 된 모든 에너지가 있습니다.

스위칭 손실을 모델링하는 간단한 방법 중 하나는 순간 전력이 대략 피크가 (V _CC / 2) × (I _D / 2)이고 밑이 전환 시간 T _RISE 또는 T _FALL 인 삼각 파형이라고 가정하는 것입니다. . 이 두 삼각형의 면적은 각각의 전체 PWM 사이클 동안 소비되는 총 스위칭 에너지입니다 : (T _RISE + T _FALL ) × V _CC × I _D / 8. 평균 스위칭 손실 전력을 얻기 위해 이것을 PWM 사이클 주파수에 곱하십시오.

상승 및 하강 시간을 지배하는 주요 사항은 MOSFET의 게이트에서 게이트 전하를 얼마나 빨리 움직일 수 있는지입니다. 일반적인 중형 MOSFET은 총 게이트 전하가 50-100 nC 정도일 수 있습니다. 충전을 1µs로 옮기려면 50-100mA 이상의 게이트 드라이버가 필요합니다. 두 배 빠르게 전환하려면 전류의 두 배가 필요합니다.

설계에 필요한 모든 숫자를 연결하면 12V × 3A × 2µs / 8 × 32kHz = 0.288W (MOSFET 당)가됩니다. R _{DS (ON)} 이 20mΩ이고 듀티 사이클이 50 % 라고 가정 하면 I ² R 손실은 3A ² × 0.02Ω × 0.5 = 90mW입니다 (또한 MOSFET 당). 주어진 순간에 2 개의 액티브 FET는 스위칭으로 인해 약 2/3 와트의 전력을 소비 할 것이다.

궁극적으로 회로의 효율성과 회로 최적화에 많은 노력을 기울이는 것 사이의 균형점입니다.

MOSFET 게이트를 저항이나 임피던스없이 연결하는 것은 매우 나쁜 습관입니다. Q5와 Q3은 분리없이 Q2와 Q6으로 묶여 있습니다.

이러한 FET를 단단하게 구동하면 (종료 할 것으로 예상되는 경우) 게이트가 서로 울리게되어 불규칙한 고주파 (MHz) 스퓨리어스 턴온 및 턴 오프 전환이 발생할 수 있습니다. 필요한 게이트 저항을 균등하게 분할하고 각 게이트와 하나의 저항을 직렬로 연결하는 것이 가장 좋습니다. 몇 옴으로도 충분합니다. 또는 두 게이트 중 하나에 페라이트 비드를 넣을 수 있습니다.

P- 채널 FET의 게이트에 대한 풀업 저항은 2 배 정도 크다. 220ohm 풀업으로 작동하는 저주파 (<1 kHz) H- 브리지를 날려 버렸습니다. 나는 지금 100 Ohms에 있고 정상적으로 작동합니다. 문제는 P- 채널을 켤 때 풀-와트의 손실을 위해 풀업을 통해 상당한 기생 전류를 유발한다는 것입니다! 또한 풀업 저항은 비프해야합니다. 약 1/4 와트를 병렬로 연결하고 300Hz와 같이 PWM을 매우 낮게 실행합니다.

이것이 중요한 이유는 MOSFET을 완전히 켜고 끄는 데 많은 양의 전류를 게이트로 매우 짧게 밀어야하기 때문입니다. "중간"상태로두면 저항이 높아 장치를 가열하고 마법이 아주 빨리 빠져 나옵니다.

또한 PWM 제어를위한 게이트 저항이 너무 높습니다. 또한 충분히 빠르게 구동하려면 100 ohm 이하이어야합니다. 킬로 헤르츠 이상에서 PWM을 실행하는 경우 훨씬 더 필요하므로이 시점에서 드라이버 IC를 사용하십시오.

브리지의 양쪽이 동일한 제어 신호에 연결되어 있다는 사실에 약간의 우려가 있습니다. N-FET 버퍼 / 인버터에 의해 추가 지연이 발생하면 H-Bridge의 한쪽에 상부 및 하부 FET가 동시에 짧은 시간 동안있을 수 있습니다. 이로 인해 브리지 브리지 레그를 통해 상당한 전류가 흐를 수 있으며 전력 FET가 손상 될 수도 있습니다.

네 가지 FET 드라이브 신호 모두에 대해 MCU와 별도로 연결합니다. 이런 식으로 브리지의 같은쪽에있는 다른 FET를 켜기 전에 FET를 끄기 전에 시간이 없도록 설계 할 수 있습니다.

R1 및 R3은 80 또는 100ohm이어야합니다. R1 및 R3 바로 다음에 1kohm 저항을 추가하여 완전히 꺼 졌는지 확인하기 위해 꺼질 때마다 0으로 끌어 당겨야합니다. mosfet 드라이버 컨트롤러에 대해 더 안전하고 안전합니다. 나머지 회로는 정상입니다. mosfet 데이터 시트를 확인하여 mosfet 시간 지연 (나노초)이 있는지 확인하기 위해 mosfets 데이터 시트를 확인하십시오. 원하는 주파수로 작업하십시오 ..