P 채널 MOSFET 하이 사이드 스위치

P 채널 MOSFET 하이 사이드 스위치의 전력 소비를 줄이려고합니다. 그래서 내 질문은 :

• 이 회로를 수정하여 부하가 무엇이든 P- 채널 MOSFET이 항상 "완전히 온"(트리 오드 / 옴 모드)되도록하는 방법이 있습니까?

편집 1 : 켜기 / 끄기 메커니즘을 무시하십시오. 문제는 어떻게 든 동일합니다. MOSFET의 전력 손실을 최소화하기 위해 부하와 관계없이 항상 V (sd)를 가능한 가장 작은 (P-MOSFET 완전 온 / 옴 모드) 유지할 수있는 방법은 무엇입니까?

편집 2 : 전환 된 신호는 DC 신호입니다. 기본적으로 회로는 스위치 버튼을 대체합니다.

편집 3 : 전압 전환 30V, 최대 전류 전환 5A.

스위칭되는 전압과 최대 전류를 알면 사용 가능한 응답 품질이 크게 향상됩니다.

아래 MOSFET은 대부분의 경우 스위칭하는 것보다 높은 전류에서 저전압 (예 : 10-20V)에서 요구를 충족시키는 장치의 예를 제공합니다.

기본 회로는 다음과 같이 수정하지 않아도됩니다 (적절한 FET와 함께 사용).

정상 모드에서 "문제"는 쉽게 해결됩니다.

• 주어진 MOSFET은 주어진 게이트 구동 전압에서 저항에 대해 잘 정의되어 있습니다. 이 저항은 온도에 따라 변하지 만 보통 2 : 1 미만입니다.

• 주어진 MOSFET의 경우 일반적으로 MOSFET에 허용되는 최대 값까지 게이트 구동 전압을 증가시켜 저항을 줄일 수 있습니다.

• 주어진 부하 전류 및 게이트 구동 전압에 대해 감당할 수있는 온 저항이 가장 낮은 MOSFET을 선택할 수 있습니다.

• 합리적인 비용으로 최대 10A의 전류에서 5 ~ 50 밀리 옴 범위의 Rdson을 사용하여 MOSFET을 얻을 수 있습니다. 비용을 증가시키면서 최대 50A로 유사하게 얻을 수 있습니다.

예 :

좋은 정보가 없으면 몇 가지 가정을하겠습니다. 실제 데이터를 제공하여이를 개선 할 수 있습니다.

12V를 10A로 전환한다고 가정합니다. 전력 = V x I = 120 와트.
50 밀리 옴의 Rdson 핫을 사용하면 MOSFET의 전력 손실은 I ^ 2 x R = 10 ^ 2 x 0.05 = 5 Watts = 5/120 또는 부하 전력의 약 4 %입니다.
거의 모든 패키지에 방열판이 필요합니다.
5 밀리 옴에서 Rdson 핫 소산은 0.5W입니다. 및 부하 전력의 0.4 %.
여전히 공중에있는 TO220은 그 문제를 처리 할 것입니다.
PCB 구리가 최소 인 DPak / TO252 SMD가이를 처리 할 수 ​​있습니다.

잘 작동하는 SMD MOSFET의 예로서.
2.6 밀리 옴 Rdson 최고 사례. 실제로 약 5 밀리 옴을 말합니다. 30V, 60A 정격 볼륨 1 달러 아마도 1에서 몇 달러 일 것입니다. 당신은 60A를 사용하지 않을 것입니다-그것은 패키지 한도입니다.
위와 같이 10A에서 500mW 손실입니다.
열 데이터는 약간 불확실하지만 1 "x 1"FR4 PCB 정상 상태에서 대기와 54 C / Watt 접점처럼 들립니다.
따라서 약 0.5W x 54C / W = 27C 상승합니다. 30C라고 말합니다. 인클로저에서 접합 온도는 70-80 도입니다. 한여름의 데스 밸리에서도 괜찮습니다. [경고 : 한여름에 Zabriski Point의 화장실 문을 닫지 마십시오 !!!!] [여러분이 여자라도 지옥에 있다면

데이터 시트에 첨부 된 AN821-SO8 열 문제에 대한 우수한 논문

$ 1.77 / 1의 경우 다소 좋은 TO263 / DPak 장치를 얻게됩니다.
여기를 통한 데이터 시트에는 미니 NDA가 포함되어 있습니다! NDA에 의해 제한됨-직접 읽으십시오.
최소 구리로 30v, 90A, 62 K / W, 속삭임으로 40 k / W. 이것은 이런 유형의 어플리케이션에서 굉장한 MOSFET입니다.
많은 10A에서 달성 할 수있는 5 밀리 옴 미만. 실제 다이에 접근 할 수 있다면 스타터 모터 스위치 (그래프에서 360A로 지정됨)로 소형 자동차를 시동 할 수 있습니다. 그러나 본드 와이어의 정격은 90A입니다. 즉, 내부 MOSFET이 패키지 기능을 크게 초과합니다.
말하자면 30A 전력 = I ^ 2 x R = 30 ^ 2 x 0.003 = 2.7W입니다.
데이터 시트를 본 후 0.003 옴은 공정한 것 같습니다.

로드는 Rd를 가능한 한 낮게 유지하는 주요 문제가 아니라 집중해야 할 Vgs입니다.
PMOS의 경우 게이트 전압이 낮을수록 Rd가 낮아집니다 (러셀이 지적한 것처럼 절대 Vgs가 높음 ). 즉,이 경우 입력 신호 최저 지점이 최고 Rd를 유발합니다 (AC 신호 인 경우).

따라서 염두에 두어야 할 4 가지 옵션이 있습니다.

1. 게이트 전압을 최대한 낮추십시오 (절대 Vgs 증가) (물론 스펙 내에 머무는 동안)

2. 신호의 DC 레벨을 올리거나 pk-pk 스윙을 줄입니다.

3. 신호 전압이 Rds에 영향을 미치지 않도록 4 리드 MOSFET을 사용하십시오 (따라서 소스와 별도로 기판을 바이어스 할 수 있습니다).

4. 위의 모든 사항에 적용되는 명백한 것-Vth / Rd가 매우 낮은 MOSFET을 사용하십시오.

5. 옵션 인 경우, 두 번째 MOSFET을 병렬로 사용하면 총 저항이 절반으로 줄어 소비 전력이 절반으로 줄어 듭니다. 이는 각 개별 MOSFET의 전력 소비가 단일 MOSFET 버전의 0.25임을 의미합니다. 이것은 이상적인 Rds 매칭을 가정합니다 (MOSFET은 양의 템코를 가지고 있으며 동일한 배치의 구성 요소는 매우 가깝기 때문에 가깝습니다).

입력 신호에 따라 Rds가 어떻게 달라지는 지 보려면 다음 회로를 살펴보십시오.

시뮬레이션:

녹색 트레이스가 입력 신호이고 파란색 트레이스가 MOSFET Rds입니다. 매우 급격하게 ~ 1V의의 Vgs 아래 (이 MOSFET의 문턱 전압 아마 주변이 레벨) - 입력 신호 전압이 저하 RDS를 상승으로 우리가 볼 수있는
전압은 작은 방법을 딥 것을 참고 MOSFET 턴의 시작에 떨어져서; 이것은 매우 빠르게 발생하며, 몇 밀리 볼트라도 훨씬 더 높은 Rd를 생성 할 수 있습니다.

이 시뮬레이션은 MOSFET을 완전히 켤 때 부하는 거의 영향을 미치지 않음을 보여줍니다.

X 축은 부하 저항 (R_load)이고 파란색 트레이스는 1Ω ~ 10kΩ 범위의 MOSFET Rd입니다. 우리는 Rds가 1mΩ 미만으로 변하는 것을 볼 수 있습니다.