최대 4mA GPIO 핀에서 20mA LED를 구동하는 방법

LED를 구동하고 싶은 GPIO가있는 IC가 있습니다.

장치의 배터리가 소진되므로 LED가 우선적으로 꺼진 상태에서 전력 소비를 낮게 유지하십시오 (제로 가능).

GPIO는 켜져있을 때 3.3V를, 끄면 0.0V 투표를 제공합니다.

또한 최대 4mA로 제한됩니다.

LED는 20mA의 순방향 전류와 2.0V의 원하는 순방향 전압을 갖는다.

LED가 켜지면 낮은 킬로 헤르츠 범위에서 LED가 깜박일 가능성이 높습니다 (PWM 사용).

주위를 파고 난 후 이것이 필요한 회로 유형 일 수 있다고 생각합니다.

질문 1 : 나는 올바른 길을 가고 있습니다.

질문 2 : 항목 (5), (트랜지스터 또는 MOSFET)에 사용할 올바른 구성 요소는 무엇이며 로컬 Frys, RadioShack, Online에서 구성 요소를 찾고 어떻게 식별 (지정)합니까?

질문 3 : 항목 (5)의 선택이 저항 항목 (3)의 옴 값에 영향을 미칩니 까? 3.0V 전원 및 2.0V LED에 대한 일반적인 옴 법칙 외에.

질문 4 : 필요한 경우 저항 항목 (2)의 옴 값은 얼마입니까?

보여주는 회로는 작동해야하지만 불필요하게 복잡하고 비쌉니다. 더 간단하고 저렴한 것이 있습니다.

당신이 찾을 수있는 작은 NPN 트랜지스터가이 역할에서 작동합니다. 트랜지스터의 BE 드롭이 700mV이면 LED는 2.0V를 떨어 뜨려 LED가 켜지면 R1에 대해 600mV가됩니다. 이 예에서는 LED를 통해 17mA가 흐를 수 있습니다. LED의 낮은 조명을 견딜 수 있고 전력을 절약하려면 저항을 높이십시오.

이 회로의 또 다른 장점은 트랜지스터의 컬렉터를 3.3V 이상의 무언가에 연결할 수 있다는 것입니다. 이는 LED를 통한 전류를 변경하지 않고 트랜지스터의 전압 강하 및 소멸 량을 변화시킵니다. 3.3V가 작은 레귤레이터에서 나오고 LED 전류가 상당한 부하를 추가하는 경우에 유용 할 수 있습니다. 이 경우 컬렉터를 조정되지 않은 전압에 연결하십시오. 실제로 트랜지스터는 LED의 조정기 만되고, LED 전류는 조정되지 않은 전원에서 나오며 3.3V 조정기의 제한된 전류 예산을 사용하지 않습니다.

추가 :

이 회로의 작동 방식과 왜베이스 저항이 없는지 혼동되는 것을 알 수 있습니다.

트랜지스터는 전압 이득이 아닌 전류 이득을 제공하기 위해 이미 터 팔로워 구성 에 사용됩니다 . 디지털 출력의 전압은 LED를 구동하기에 충분하지만 충분한 전류를 공급할 수는 없습니다. 이것이 전류 이득이 유용하지만 전압 이득이 필요하지 않은 이유입니다.

BE 드롭이 고정 700mV, CE 포화 전압이 200mV, 게인이 20이라고 가정하고이 회로를 살펴 보자. 게인이 낮다는 것을 제외하고는 합리적인 값이다. 트랜지스터에서 최소 게인 만 필요하다는 것을 나중에 알 수 있기 때문에 지금은 의도적으로 저 이득을 사용하고 있습니다. 이 회로는 이득이 최소값에서 무한대에 이르는 한 잘 작동합니다. 그래서 우리는 작은 신호 트랜지스터에 대해 비현실적으로 낮은 20의 이득으로 분석 할 것입니다. 모든 것이 잘 작동한다면, 우리는 당신이 만나는 실제 작은 신호 트랜지스터로 괜찮습니다. 예를 들어, 내가 보여준 2N4401은 약 50의 이득을 가지는 것으로 계산 될 수있다.

가장 먼저 주목해야 할 것은이 회로에서 트랜지스터가 포화 될 수 없다는 것입니다. 베이스는 최대 3.3V로 구동되므로 700mV BE 드롭으로 인해 이미 터는 2.6V를 넘지 않습니다. 즉, 최소 700mV의 CE가 항상 200mV 포화 레벨보다 훨씬 높습니다.

트랜지스터는 항상 "선형"영역에 있기 때문에 콜렉터 전류가베이스 전류와 이득의 곱임을 알고 있습니다. 이미 터 전류는이 두 전류의 합입니다. 그러므로 이미 터 대베이스 전류 비율은이 예에서 이득 +1 또는 21입니다.

다양한 전류를 계산하려면 이미 터로 시작하고 위의 관계를 사용하여 다른 전류를 얻는 것이 가장 쉽습니다. 디지털 출력이 3.3V 일 때 이미 터는 700mV 더 적거나 2.6V입니다. LED는 2.0V를 떨어 뜨려 R1에 대해 600mV를 남깁니다. 옴 법칙에서 : 600mV / 36Ω = 16.7mA. LED가 멋지게 켜지지 만 최대 20mA를 초과하지 않도록 약간의 여백이 남습니다. 이미 터 전류가 16.7mA이므로 기본 전류는 16.7mA / 21 = 790µA이고 컬렉터 전류는 16.7mA-790µA = 15.9mA 여야합니다. 디지털 출력은 최대 4mA를 소싱 할 수 있으므로 사양 범위 내에 있으며로드가 크지 않습니다.

기본 효과는 기본 전압이 이미 터 전압을 제어하지만 이미 터 전류를 제공하기위한 과도한 리프팅은 디지털 출력이 아닌 트랜지스터에 의해 수행됩니다. 베이스와 비교하여 콜렉터로부터 LED 전류 (이미 터 전류)의 양의 비는 트랜지스터의 이득이다. 위의 예에서 그 이득은 20이었습니다. LED를 통해 전류의 21 개 부분마다 1 개는 디지털 출력에서, 20 개는 트랜지스터의 컬렉터를 통해 3.3V 공급에서 나옵니다.

게인이 더 높으면 어떻게됩니까? 전체 LED 전류 중 적은 양이베이스에서 나옵니다. 20의 이득으로 20/21 = 95.2 %는 수집기에서 나온다. 50의 이득으로 50/51 = 98.0 %입니다. 무한 이득으로 100 %입니다. 그렇기 때문에이 회로는 실제로 부품 변형에 매우 관대합니다. 콜렉터를 통한 3.3V 공급에서 LED 전류의 95 % 또는 99.9 %가 발생하는지는 중요하지 않습니다. 디지털 출력의 부하는 변하지 만 모든 경우에 최대 값보다 훨씬 낮으므로 문제가되지 않습니다. 이미 터 전압은 모든 경우에 동일하므로 트랜지스터의 이득이 20, 50, 200 이상인지 여부에 관계없이 LED에 동일한 전류가 표시됩니다.

앞에서 언급 한이 회로의 또 다른 미묘한 장점은 컬렉터를 3.3V 전원에 연결할 필요가 없다는 것입니다. 예를 들어 컬렉터가 5V에 연결되어 있으면 상황이 어떻게 변합니까? LED 나 디지털 출력의 관점에서는 아무것도 없습니다. 이미 터 전압은 기본 전압의 함수입니다. 컬렉터 전압은 트랜지스터를 3.3V의 채도에서 포화 상태로 유지할 수있을 정도로 높으면 중요하지 않습니다. 유일한 차이점은 트랜지스터에 대한 CE 드롭입니다. 이것은 트랜지스터의 전력 소비를 증가시킬 것이며, 대부분의 경우 최대 콜렉터 전압에 대한 제한 요소가 될 것입니다. 트랜지스터가 150mW를 안전하게 소산시킬 수 있다고 가정 해 봅시다. 16.7mA 콜렉터 전류를 사용하여 콜렉터에서 이미 터 전압을 계산하여 150mW 소실을 일으킬 수 있습니다.

이것은이 예에서 콜렉터를 3.3V ~ 11.6V의 편리한 전원에 연결할 수 있음을 의미합니다. 조절할 필요조차 없습니다. 이 범위 내의 어느 곳에서나 적극적으로 변동될 수 있으며 LED 전류는 양호하게 유지됩니다. 예를 들어, 전류 기능이 거의없는 레귤레이터에 의해 3.3V가 만들어지고 대부분이 이미 할당 된 경우에 유용 할 수 있습니다. 예를 들어, 대략 5V 공급 장치에서 실행되는 경우이 회로는 5V 공급 장치에서 대부분의 LED 전류를 얻을 수 있지만 LED 전류를 양호하게 조절할 수 있습니다. 그리고이 회로는 트랜지스터 부품 변형에 매우 관대합니다. 트랜지스터가 최소한의 게인을 가지고있는 한, 대부분의 소 신호 트랜지스터가 제공하는 것보다 훨씬 낮 으면 회로가 제대로 작동합니다.

여기서 교훈 중 하나는 회로가 실제로 작동하는 방식에 대해 생각 하는 것 입니다. 무릎 저크 반응 또는 미신은 항상베이스와 직렬로 저항을 배치하는 것과 같은 엔지니어링 분야는 없습니다. 필요할 때 하나를 넣으십시오. 그러나이 회로가 보여주는 것처럼 항상 필요한 것은 아닙니다.

오늘날 많은 LED는 매우 밝으며 4mA 이하에서도 잘 작동 하므로 추가 외부 부품을 절약 할 수 있습니다. 내가 일반적으로 사용하는 LED는 1mA에서 완벽하게 잘 작동합니다 (내 응용 분야)!

전류를 제한하기에 충분히 큰 저항을 LED와 직렬로 연결하십시오. 전체 장치의 최대 전류를 초과하지 않으면 데이터 시트에 지정되어 있는지 확인하십시오.

따라서 직렬 저항을 사용하여 GPIO 핀에서 직접 부착 된 LED가 충분히 밝은 지 확인하십시오.

$R = \frac{U_{drop}}{I_{LED}}\ = \frac{3.3-2.0\text{V}}{4\text{mA}} = \frac{1.2\text{V}}{4\text{mA}}= 300\Omega$

$\Omega$

귀하의 질문은 개별 구성 요소에 관한 것이지만 일반적으로 IC 기반 버퍼 또는 라인 드라이버를 보는 것이 좋습니다. 예를 들어 ULN2803은 8 진 버퍼 (8 I / O)이며 GPIO 핀에서 2mA 미만을 소비하지만 출력 당 최대 500mA를 구동 할 수 있습니다. (반전 논리이므로 코드에서이를 설명해야합니다.) 분명히 LED에 전류 제한 저항을 사용하고 싶을 것입니다.

원래 게시물에서 제안 된 회로도에 대한 주석 :

이와 같은 이산 형 NMOS FET 트랜지스터를 스위치로 사용하는 것이 좋습니다.

• MOSFET의 게이트에는 직렬 저항이 필요하지 않습니다.
• 전원을 켤 때 포화 상태가되고 MOSFET의 전압 강하가 낮아 지도록 공급 전압보다 약 1V 낮은 임계 전압을 갖는 FET를 선택하십시오. (MOSFET은 매우 우수한 스위치를 만듭니다.)
• LED 전류는 ILED = (VCC-Vf-Vds) / R로 설정됩니다. 표시된 숫자에 대해 FET에서 0.2V를 가정하면 R = (3.3-2.0-0.2) / 20mA = 51 또는 56ohms (가장 가까운 표준 값)

참고 : 일반적으로 LED 양극은 전원에 연결되어 있으며 저항은 음극과 직렬입니다. 이것은 오프시에 캐소드 전압이 애노드 전압으로 "붕괴 (collapse)"하기 때문에 스위칭시에 충전 / 방전되어야하는 회로에서 커패시턴스의 양을 감소시킴으로써 스위칭 시간을 개선 할 수있다.

다른 포스터에서 언급했듯이 LED에 필요한 전류가 충분하지 않으면 GPIO를 직접 사용할 수 있습니다. 개방 드레인 모드에서는 외부 FET의 동작과 동일하지만 반전됩니다. 그러나 uC 포트를 1mA 이상에서 오랫동안 실행하지 않는 것이 좋습니다. IC는 이와 같은 큰 정전류 용으로 설계되지 않았을 수 있습니다 (일렉트로 마이그레이션 또는 자체 발열 문제 일 수 있음).