높은 유도 부하를 운전하면 MOSFET 드라이버가 파괴됨

배경

점화 코일 시스템을 사용하여 비교적 높은 전압 (> 200KV)을 생성하려고합니다. 이 질문은 우리가 약 40-50KV의 어딘가에서 생성하려고하는이 시스템의 단일 단계를 다룹니다.

원래 함수 발생기는 MOSFET을 직접 구동하는 데 사용되었지만 턴 오프 시간은 상당히 느 렸습니다 (함수 발생기와 RC 곡선). 다음으로, 멋진 토템폴 BJT 드라이버가 만들어졌지만 정상적으로 작동하지만 하강 시간과 관련하여 여전히 문제가있었습니다 (상승 시간이 길었습니다). 그래서 우리는 MCP1402 게이트 드라이버 를 구매하기로 결정했습니다 .

다음은 회로도입니다 (C1은 MCP1402의 디커플링 캡이며 물리적으로 MCP1402에 가깝습니다).

^{이 회로 시뮬레이션 – CircuitLab을 사용하여 작성된 회로도}

처음에 트랜지스터의 목적은 함수 발생기에서 나오는 음의 전압 (구성하기 어렵고 조이기 쉽습니다)이 MCP1402에 도달하는 것을 방지하는 것입니다. MCP1402로 보내지는 가을 시간은 이러한 조잡한 배열로 인해 상당히 길지만 (1-2uS) 내부 히스테리시스 또는 문제를 일으키는 것을 방해하는 것으로 보입니다. 없는데 실제로 드라이버를 파괴하고 있다면 알려주세요. 데이터 시트에 입력 상승 / 하강 시간 매개 변수가 없습니다.

실제 레이아웃은 다음과 같습니다.

파란색 와이어는 점화 코일로 가고 검은 색 와이어는 테이블의 접지 스트립으로갑니다. 상단 TO92는 PNP이고 하단 TO92는 NPN입니다. TO220은 MOSFET입니다.

실험

이 디자인을 막고있는 문제는 게이트 라인에서 울리는 소리와 느린 스위치 시간의 조합이었습니다. 기억해야 할 것보다 많은 MOSFET과 토템 폴 BJT를 파괴했습니다.

MCP1402는 몇 가지 문제를 해결 한 것으로 보입니다 : 울림 없음, 빠른 하강 시간; 완벽 해 보였다. 점화 코일이 부착되지 않은 게이트 라인은 다음과 같습니다 (녹색 및 흰색 와이어가 위에 연결되어있는 MOSFET의 게이트 핀 하단에서 측정 됨).

나는 그것이 멋지게 보였으므로 점화 코일을 꽂았습니다. 이 쓰레기를 뱉어 냈습니다.

게이트 라인에서이 정크를 본 것은 이번이 처음은 아니지만 멋진 사진을 얻은 것은 이번이 처음입니다. 이러한 과도 전압은 IRF840의 최대 Vgs를 초과합니다.

질문

위의 파형을 캡처 한 후 모든 것을 신속하게 종료했습니다. 점화 코일은 스파크를 발생시키지 않아 MOSFET이 적시에 꺼지는 데 어려움을 겪고 있음을 알려줍니다. 내 생각은 게이트가 울림에서 자체 트리거되고 di / dt 스파이크를 차단하는 것입니다.

MOSFET은 엄청나게 따뜻했지만 조금 식힌 후에 멀티 미터 (게이트 소스와 게이트 드레인 사이의 높은 임피던스, 충전 게이트 후 드레인 소스 사이의 낮은 임피던스, 게이트 방전 후 드레인 소스 사이의 높은 임피던스)로 멀티 미터로 체크 아웃했습니다. . 그러나 운전자는 거의 요금을 지불하지 않았습니다. MOSFET을 제거하고 출력에 캡을 붙였습니다. 운전자는 더 이상 전환하지 않고 단지 뜨거워 져서 파괴되었다고 생각합니다.

$2\Omega$

1. 세상에서 무엇이 운전자를 파괴 했습니까? 내 생각은 큰 게이트 과도 현상이 게이트로 되돌아 가서 어떻게 든 500mA의 최대 역전 류를 초과한다는 것입니다.

2. 유도 부하를 구동 할 때이 링을 억제하고 깨끗하게 유지하려면 어떻게해야합니까? 내 게이트 길이는 약 5cm입니다. 사용할 수있는 페라이트를 선택했지만 솔직히 다른 사람이 왜 이런 일이 발생했는지 설명 할 때까지 다른 게이트 드라이버를 폭파하고 싶지 않습니다. 유도 성 부하를 연결할 때까지 왜 발생하지 않습니까?

3. 점화 코일 1 차에는 역 다이오드가 없습니다. 이는 전압 스파이크를 막기위한 의식적인 결정이지만 잘못된 정보를 얻을 수 있습니다. 다이오드 캡으로 1 차 전압 스파이크를 캡핑하면 2 차 전압 스파이크가 전혀 없습니까? 그렇지 않다면 더 비싼 1200V MOSFET이 필요하지 않도록 기꺼이 올려 놓을 것입니다. 약 350V (~ 100nS 분해능)에서 드레인-소스 전압 피크를 측정했지만 게이트 드라이버 속도가 느리기 때문에 di / dt가 적습니다.

4. 사용할 수있는 1200V IGBT를 선택할 수 있습니다 (제 책상 위에 앉아 있습니다). MOSFET이 이러한 종류의 부하를 구동하는 것만 큼 문제가 있습니까? 페어차일드 는 이것들 을 사용할 것을 제안 하는 것 같습니다 .

편집하다:

방금 MOSFET을 보호하기 위해 다이오드를 기본 위에 배치하는 LTSpice 시뮬레이션을 수행했습니다. 회로의 목적을 무효화합니다. 다음은 다이오드를 1 차측에 놓기 전 (왼쪽) 및 뒤 (오른쪽)에서 시뮬레이션 된 2 차 전압입니다.

따라서 보호 다이오드를 사용할 수없는 것 같습니다.

이런 잉어! 납땜없는 브레드 보드에서 10 초의 nsec 스위칭을 시도하고 있습니까? 그리고 변압기에 플라이 백 다이오드가 없습니까?

이 작업을 수행하려면 빠른 스위칭과 유도 기생을 존중하는 법을 배워야합니다. 접지면으로 가서 모든 스위칭 경로를 가능한 짧게 만드십시오. 또한, MCP1402에 100 uF 캡 (선택형 탄탈륨)을 넣어 플라이 백 다이오드를 배터리로 연결하는 긴 리드 외에 무엇인가 구동 할 수 있도록하십시오.

무부하 파형에 규칙적인 충돌이 보입니까? 그들은 ~ 40 MHz 발진이며 좋은 신호가 아닙니다.

IRF840의 역 전송 커패시턴스 (120pF), 드레인 전압의 dv / dt 및 다소 약한 드라이버 (MCP1402)의 조합이 최선의 추측입니다.

스타터는 드라이버의 데이터 시트를 읽습니다. 3 페이지에서 "래치 업 방지 역전 류 방지"는 일반적으로 0.5A를 초과합니다. 이는 해당 장치의 고장 원인에 대한 단서입니다.

다음은 Q = CV 또는 dq / dt = I = C dv / dt입니다.

드레인에서 dv / dt의 큰 변화와 함께 120pF를 통과하는 전류는 운전자가 대처할 수있는 것 이상이라고 생각합니다. 스코프 사진이 모두 나 빠지기 직전에 약 20ns에서 10V 변화와 같은 것을 볼 수 있습니다.

I = 120pF x 10V / 20ns – 60mA이지만 게이트에서 볼 수있는 전압 일뿐입니다. 드레인에서 10 ~ 100 배 더 클 수 있으며, 따라서 역 기생 커패시터를 통해 전류가 600mA ~ 6A가 될 수 있습니다. 드라이버 칩에.

어쨌든 이것은 나의 의심이다. 나는 10 암페어가 가능한 드라이버를 사용하거나 적어도 10 암페어의 역 전류에 대처할 수있는 드라이버를 찾습니다.

앤디는 드레인 게이트 커패시턴스로 무언가를 믿습니다.

또한 12V 전원 공급 장치에서 수행하는 작업을 측정하십시오. 이는 게이트 드라이버를 통한 스파이크의 대체 경로입니다. 현재 디커플링으로 단일 0.1uF 커패시터를 표시하고 있으며 충분하지 않은 것 같습니다. 10nF에서 최대 100uF 이상의 광범위한 분리가 필요할 수 있으며, 충분하지 않은 경우 LC 필터 및 자체 로컬 분리에서 게이트 드라이버 및 민감한 전자 장치에 전원을 공급하십시오.

220..470nF MKP 커패시터를 변압기와 평행하게 배치하여 유도 코일로 생성 된 높은 피크 전압을 댐핑하십시오. 이제 중단 된 전류가 커패시터로 이동하여 FET를 파괴합니다.

이것은 모든 CRT TV에서 만들어지며 수평 출력 스테이지를 모니터링합니다.